книги / Электроника и микросхемотехника. Ч. 2 Электронные устройства промышленной автоматики

и будет проводить ток в интервале f3..i4. Пульсирующий ток диодов /в1(2) распределяется по Rn и Сф таким образом, что переменная со­ ставляющая проходит через конденсатор, а постоянная составляю­ щая через нагрузку, при этом значение тока iam определяется урав­ нением

W ) = (и2 — Uu)/R„.

С ростом Un пульсации тока iaкг) возрастают, так как увеличи­ вается постоянная составляющая тока нагрузки, а длительность работы диодов уменьшается. При этом увеличиваются тепловые по­ тери в обмотках трансформатора TV и ухудшается режим работы диодов по току.

6.5. Электронные импульсные регуляторы постоянного напряжения с широтно-импульсным управлением

Электронные импульсные регуляторы постоянного напряжения (ИРПН) позволяют регулировать напряжение на нагрузке от 0 до Umax- Они наиболее часто применяются для управления двигателями малой и средней мощности, т. е. работают в основном на активно-ин­ дуктивную нагрузку, чем и отличаются своей работой от импульсных стабилизаторов НЭП, работающих в основном на активно-емкостную нагрузку. ИРПН разделяются на нереверсивные и реверсивные. В не­ реверсивных ИРПН напряжение на нагрузке имеет только одну по­ лярность, а в реверсивных полярность напряжения на нагрузке может изменяться при изменении знака управляющего сигнала.

По способу потребления энергии от источника питания и передачи ее в нагрузку ИРПН делятся на схемы с импульсным потреблением энергии от источника питания и непрерывной ее передачей в нагруз­ ку (ИРПН первого типа); с непрерывным потреблением энергии от источника питания и импульсной передачей энергии в нагрузку (ИРПН второго типа); с импульсным потреблением энергии от источника и импульсной передачей ее в нагрузку (ИРПН третьего типа).

Схемотехнически ИРПН наиболее просто реализовать на полностью управляемых ключах (транзисторах, запираемых тиристорах). При выходной мощности более нескольких киловатт в качестве ключей наиболее широко применяют незапираемые тиристоры. ИРПН имеют высокий к. п. д., малую чувствительность к параметрам окружающей среды, малые габариты и массу.

На рис. 6.14 приведена схема нереверсивного ИРПН первого типа (а), а также алгоритмы переключения транзистора и временные ди­ аграммы токов и напряжений при активно-индуктивной нагрузке (б).

Когда транзистор VT отперт, от источника питания потребляется энергия (путь тока показан сплошной линией). При запирании тран­ зистора VT ток нагрузки за счет э. д. с. самоиндукции сохраняет свое прежнее направление, замыкаясь через обратный диод VD (путь тока показан штриховой линией).

В связи с тем что источник питания, как правило, обладает индук­ тивностью, для защиты транзистора от перенапряжений, возникаю­ щих при разрывах цепи питания, на входе ИРПН ставится фильтр

231

Пф

нижних частот, выходным звеном которого является конденсатор (на рис. 6.14, а он показан пунктирной линией.

чать значения среднего напряжения от нуля до напряжения источни­ ка питания. Среднее значение тока нагрузки

/У^п

н “ Ян + У2' в„ ' Если пренебречь внутренним сопротивлением источника питания

(гвн = 0), то среднее значение тока нагрузки будет /„ = ~ -

Таким образом, ток в нагрузке не зависит ни от частоты переключе­ ния транзистора, ни от постоянной времени цепи нагрузки, а полнос­ тью определяется средним значением напряжения и активным сопро­ тивлением нагрузки.

На рис. 6.15 приведены схема нереверсивного ИРПН второго типа

232

(а) и временные диаграммы токов и напряжений для режима непрерыв­ ного (б) тока дросселя.

Когда транзистор VT заперт, напряжение источника питания через диод VD приложено к нагрузке. При переключении транзистора с оп­ ределенным коэффициентом заполнения импульсов у, в момент, когда он отперт, все напряжение источника питания приложено к дросселю I и в нем запасается энергия. Конденсатор С при этом, разряжается на нагрузку. Разряду конденсатора через транзистор VT препятству­ ет диод VD (путь тока дросселя iLX на рис. 6.15, а показан сплошной линией).

При запирании транзистора VT ток дросселя iLt (на рис. 6.15, а показан штриховой линией), поддерживаемый э. д. с. самоиндукции дросселя L, протекает через диод VD, нагрузку и конденсатор С, от­

давая энергию, запасенную в период отпертого состояния транзисто­ ра VT.

В режиме непрерывных токов дросселя L коэффициент передачи ИРПН второго типа находится из условия U uP = О

Таким, образом, напряжение на нагрузке не зависит от сопротив­ ления нагрузки R H, т. е. ИРПН второго типа имеет в этом режиме жесткую внешнюю характеристику. Из выражения (6.4) видно, что ИРПН второго типа позволяет получить напряжение на нагрузке, превышающее напряжение источника питания U„.

Максимальное значение тока дросселя

Величина индуктивности дросселя LKp, которая при заданном значе­ ний тока нагрузки поддерживает режим непрерывных токов в дрос­ селе:

Lкр — t/nVO-V) 2Л|/п

где f n — частота переключения транзистора. Пульсации выходного напряжения

Коэффициент передачи ИРПН в режиме прерывистых токов опре­ деляется выражением

где TLu = U R u.

233

Из выражения (6.8) видно, что схема ИРПН второго типа в режиме прерывистых токов не обладает жесткой характеристикой.

На рис. 6.16 приведены схема нереверсивного ИРПН третьего типа (а) и временные диаграммы токов и напряжений для режима непрерывных токов дросселя (б).

Когда транзистор VT отперт, дроссель L подключен к источнику питания и в нем накапливается энергия (путь тока in на рис. 6.16, а показан сплошной линией), а нагрузка блокирована диодом VD.

При запирании транзистора VT ток дросселя h ч (на рис. 6.16, а показан штриховой линией), поддерживаемый э. д. с. самоиндукции дросселя L, протекает через диод VD, нагрузку и конденсатор С, от­ давая энергию, запасенную в период отпертого состояния транзистора

234

Как видно из рис. 6.16, а, полярность напряжения на нагрузке противоположна полярности напряжения источника питания, т. е. ИРПН третьего типа — это полярно-реверсирующий ИРПН.

Как видно из выражения (6.9), схема обладает в режиме непрерыв­ ного тока дросселя жесткой внешней характеристикой, т. е. (/„ не

быть как больше, так и меньше напряжения питания {/„. Максималь­ ное значение тока дросселя и амплитуда пульсаций тока дросселя и на­ пряжения на нагрузке определяются соответственно выражениями (6.5), (6.6) и (6.7).

где TLn = LIRH.

Совместное решение уравнений (6.9) и (6.10) позволяет определить критическое значение коэффициента заполнения

YKP = 1 — ZTLnfn-

Как следует из выражения (6.10), в режиме прерывистых токов дросселя напряжение на нагрузке (/„ прямо пропорционально коэф­ фициенту заполнения и увеличивается при увеличении сопротивления нагрузки R n.

Реверсивные ИРПН позволяют осуществить регулирование и ре­ версирование тока нагрузки. Реверсивный ИРПН обычно выполня­ ется по мостовой схеме (рис. 6.17, а). В этой схеме возможны несколько способов управления транзисторами. При симметричном управлении транзисторы в схеме отпираются попарно VT1 и VT2 или VT3 и VT4. Когда отперты транзисторы VT1 и VT2 (интервал 0 < t < /„) от ис­ точника питания потребляется энергия (рис. 6.17, б). При запирании транзисторов VT1, VT2 и отпирании VT3, VT4 (момент t = /„) напря­ жение на нагрузке реверсируется, а ток нагрузки за счет э. д. с. само­ индукции Е (нагрузка активно-индуктивная) сохраняет свое прежнее направление, замыкаясь через диоды VD3, VD4 и источник питания.

Среднее значение напряжения на нагрузке (/„ = (/„( 2V- 1 ) ,

т. е. выходное напряжение равно нулю при у = 0,5, положительно при у > 0,5 и отрицательно при у < 0,5. Среднее значение напряжения

235

на нагрузке при работе на противо-э. д. с.

UH= Un [2у— \ — (Е/и:,"

Недостатками ИРПН с симметричным управлением являются изме­ нение знака напряжения на нагрузке и повышенный коэффициент пульсаций. Поэтому реверсивный ИРПН с симметричным управле­ нием применяется только в маломощных системах.

При несимметричном управлении транзисторы одной стойки моста VT1 и VT4 (или VT2 и VT3 при реверсе выходного напряжения) уп­ равляются в противофазе, а транзисторы другой стойки: один (VT2) все время отперт, а ’другой (VT3) — заперт (рис. 6.18, а). На нагрузке формируется напряжение, имеющее форму знакопостоянных импуль­ сов. Если нагрузка ИРПН активно-индуктивная, то на интервале 0 ^

двигателя изменится и Е станет больше (/,„ то направление тока на­ грузки изменится. При этом, когда отперт транзистор VT4, энергия в индуктивности якоря накапливается под действием противо-э. д. с.,

236

и при запирании транзистора VT4 отдается в источник питания через обратные диоды VD1 и VD2 (рис. 6.18, в).

При Е « 0 Пу в схеме возможен режим переменных токов нагруз­

с противо-э. д. с. в режиме потребления наиболее загруженными явля­ ются транзисторы, а в режиме рекуперации — диоды. При несиммет­ ричном управлении транзисторами коэффициент пульсаций выходного напряжения в два раза меньше, чем при симметричном управлении, и равен:

2(1 - & - ') ( ! - Qlfri)

1 - <*i

где

L„

/?„

При поочередном управлении частота переключения каждого из коммутирующих транзисторов вдвое меньше, чем частота выходного напряжения. При одной полярности выходного напряжения на на­ грузке поочередно отпираются транзисторы VT1 и VT2 (транзисторы VT3 и VT4 при этом все время заперты). При обратной полярности

ток нагрузки под действием э. д. с. самоиндукции замыкается через транзистор VT2 и обратный диод VD4. При этом нагрузка оказывается закороченной через VT2 и VD4 и выходное напряжение равно нулю на интервале tH...Г п.

Из рассмотрения способов управления транзисторами реверсивного ИРПН видно, что при симметричном и несимметричном управлениях обеспечивается двухсторонний обмен энергией между источником пи­ тания и нагрузкой, а при поочередном управлении — не обеспечи­ вается.

В настоящее время широкое применение находят тиристорные ИРПН с двуступенчатой коммутацией. В таких ИРПН коммутирую­ щие элементы подключаются к рабочему тиристору с помощью вспо­ могательных (коммутирующих) тиристоров в определенные моменты времени, при этом ток на короткий промежуток времени с рабочих ти­ ристоров переводится на вспомогательные и рабочие тиристоры вы­ ключаются.

В схемах ИРПН с параллельной коммутацией коммутирующий кон­ денсатор С при коммутации может подключаться либо параллельно

237

рабочему тиристору VS1 (рис. 6.19, а), либо параллельно нагрузке. Аналогично подключается и коммутирующий последовательный резо­ нансный контур LC (рис. 6.19, б, в).

Рассмотрим работу схемы ИРПН рис. 6.19, а. Пуск схемы происхо­ дит путем подачи отпирающего импульса на коммутирующий тиристор VS2. При отпирании последнего коммутирующий конденсатор С за­ ряжается с полярностью, указанной на рисунке без скобок, по цепи U„ — C — VS2 — ZH до напряжения, равного + £ /п. При спадании тока заряда конденсатора до нуля тиристор VS2 запирается.

При отпирании тиристора VS1 через нагрузку начинает протекать ток, возрастающий по экспоненте (нагрузка активно-индуктивная). Одновременно происходит колебательный перезаряд конденсатора С по контуру С — VSJ — L1 — VD1 — С. Через половину периода собственных колебаний контура конденсатор оказывается перезаря­ женным до напряжения Un (полярность указана в скобках). Дальней­ ший перезаряд конденсатора невозможен, так как этому препятствуют диод VD1 и запертый тиристор VS2.

При отпирании тиристора VS2 в момент времени tu конденса­ тор С начинает разряжаться через открытые тиристоры VS1 и VS2 и за счет разрядного тока конденсатора, протекающего навстречу анодному току тиристора VS1, последний запирается. После запи­

восстанавливая на нем исходную полярность напряжения. В момент времени, когда Uc=Un, отпирается обратный диод VD и замыкает на себя ток нагрузки. Перезаряд конденсатора прекращается-, ти­ ристор VS2 запирается и коммутационный узел возвращается в ис­ ходное состояние.

Напряжение на нагрузке в момент отпирания тиристора VS2

238

скачком увеличивается до значения 2Ua, а затем по мере переза­ ряда конденсатора С линейно спадает до нуля (рис. 6.19, г). В на­ чале нового периода регулирования снова отпирается тиристор VS1 и все процессы повторяются.

Наличие в кривой выходного напряжения дополнительного им­ пульса напряжения (на рис. 6.19, г заштрихован), зависящего оттока нагрузки, приводит к уменьшению жесткости внешней характеристики ИРПН. Существенным недостатком схемы является уменьшение вре­ мени, предоставляемого тиристору для восстановления запирающих свойств, при увеличении тока нагрузки. Заряд коммутирующего кон­ денсатора в схеме происходит через нагрузку, поэтому схема в режиме холостого хода и при малых нагрузках неработоспособна. Требуемая для обеспечения нормальной коммутации емкость конденсатора опре­ деляется из выражения

лирования и малая жесткость внешних характеристик, сравнительно низкая возможная частота коммутации.

В схемах рис. 6.19, б, в для ускорения процесса перезаряда конден­ сатора рабочий тиристор VSJ шунтируется диодом VD2. Этот способ находит в настоящее время широкое применение, поэтому остановим­ ся на нем подробнее.

В схеме ИРПН на рис. 6.19, б так же, как и в схеме на рис. 6.19, а, требуется предварительный заряд конденсатора с полярностью, ука­ занной на рисунке без скобок. Такой заряд осуществляется при отпи­ рании коммутирующего тиристора VS2.

При отпирании тиристора VS1 к нагрузке прикладывается напря­

уменьшает ток тиристора VS1. Для нормальной коммутации необхо­ димо, чтобы максимальный ток колебательного контура был больше

239

При протекании тока через диод VD2 к тиристору VS1 приложено обратное напряжение и он запирается. Когда ток перезаряда кон­ денсатора становится равным току нагрузки / п0, диод VD2 также запирается, а конденсатор С продолжает перезаряжаться током / н0 до напряжения Un. В момент, когда Uc=Un отпирается, обратный диод VD и замыкает на себя ток нагрузки. Вследствие того что в дросселе L1 до момента отпирания диода VD протекал ток /,10, кон­ денсатор продолжает перезаряжаться до тех пор, пока ток в дрос­ селе L1 не спадет до нуля и не выключится тиристор VS2. Н апря­ жение на конденсаторе С при этом достигнет максимальной вели­ чины, превышающей напряжение источника питания £/п. Н апряже­ ние на нагрузке не превышает напряжения источника питания.

Особенностью схемы рис. 6.19, в является включение дросселя L1 в цепь обратного диода VD. Благодаря такому включению максималь­ ное напряжение на коммутирующем конденсаторе С и тиристорах схемы не превышает напряжения источника питания £/п. При отпи­ рании коммутирующего тиристора VS2 конденсатор С заряжается до напряжения с полярностью, указанной на рисунке без скобок. Когда отпирается рабочий тиристор VS1 (момент времени t = 0), к нагрузке прикладывается напряжение Uu (рис. 6.19, д) и начинается переход тока нагрузки i„ (рассматриваем установившийся режим ра­ боты схемы) из цепи обратного диода VD в цепь источника питания. Этот переход происходит в течение некоторого интервала времени (из-за наличия дросселя L1 в цепи диода VD), при котором ток обрат­ ного диода VD спадает до нуля, а ток рабочего тиристора VS1 нарас­ тает от нуля до /,|0. Данный процесс происходит под действием напря­

ний запирается, отпирается диод VD1 и происходит колебательный пе­ резаряд конденсатора С по цепи С — VS1 — L1 — VD1 — С. Через полпериода собственных колебаний контура конденсатор оказывается перезаряженным до напряжения, равного U„ с полярностью, указан­ ной на рис. 6.19, в в скобках. Дальнейший перезаряд конденсатора невозможен, так как VD1 и VS2 заперты. В момент времени tHотпира­ ется тиристор VS2 и под действием тока разряда конденсатора iCt протекающего по контуру С — VS2 — L1 — VS1 — С, ток тиристора VS1 спадает до нуля, тиристор запирается и через диод VD2 начинаег

от источника питания постоянным током / н0 по цепи Un — С — VS2 —

— JL1 — Z„ — U„. Так как при этом Uc < Уп> то обратный диод VD остается запертым. Напряжение на конденсаторе на интервале tv ..t2растет по линейному закону до напряжения, равного Un. В связи с тем что конденсатор С на данном этапе оказывается подключенным параллельно рабочему тиристору VS1, в кривой выходного напряже­ ния появляется линейный участок (рис. 6.19, д). При достижении напряжения на коммутирующем конденсаторе величины £/„ (полярность на рисунке без скобок) отпирается обратный диод VD и ток на­

240