6. Усилители с уменьшенным дрейфом нуля

П

Рис. 4.28. Схема периодической ком­пенсации дрейфа и смещения нуля (а); структурная схема УПТ-МДМ (б)

ериодическая компенсация дрейфа нуля. Усилители постоянного тока с непосредственными связями, в том числе и интегральные ОУ, при любых конструкциях и схемных решениях не позволяют полно­стью устранить ни временной, ни температурный дрейфы выходного сигнала. К тому же вследствие наличия гальванических связей

весь спектр низкочастотных шу­мов транзистора будет равномер­но усиливаться и беспрепятст­венно проходить на выход. Эти шумы в ряде случаев оказывают­ся даже более существенными, чем температурный дрейф. Кро­ме того, иногда необходимо обес­печить гальваническое разделе­ние входных и выходных цепей, а с помощью УПТ с непосред­ственными связями эту задачу решить нельзя.

Для уменьшения дрейфа и смещения нуля в УПТ с непосред­

ственными связями используют периодическую компенсацию. Сущность ее поясним на примере уси­лителя, показанного на рис. 4.28, а. В усилитель дополнительно вве­дены два ключа Ki и К₂ и конденсатор С, «запоминающий» значение напряжения смещения нуля U_CM- Усилитель поочередно работает в одном из двух режимов: в рабочем и в режиме запоминания ком­

пенсирующего напряжения.

В режиме запоминания ключи находятся в положении 2, при этом ^см = Uяи и напряжение на конденсаторе С равно

(^ем - U ян) К = и ян.

Отсюда имеем

и ян = ^см К/(1 + К).

Таким образом, в режиме запоминания на конденеаторе С увтанав- ливается напряжение (7_ВХ2, которое при достаточно высоком К етре- мится к напряжению смещения нуля.

В

= и^

U см

1+х'

рабочем режиме ключи устанавливают в положение 1 и разность напряжений, действующая между входами усилителя, становится рав­ной

^вх = ^1 + ^см— ^_см — ол * ¹ UM VM j । ^

Выходное напряжение соответственно определяется выражением

^х = -^( Ui-t

^см \

1+«/

(4.Н)

Как видно из (4.11), в результате периодической коррекции смеще­ние нуля уменьшается в 1 + К раз. Для получения хороших резуль­татов постоянную времени разрядки конденсатора С приходится вы­бирать большой, так чтобы во время рабочего режима компенсирующее напряжение существенно не изменилось. .

Такая периодическая коррекция эффективна только при малых значениях входного тока. В противном случае входной ток в рабочем режиме будет перезаряжать конденсатор, изменяя напряжение на нем. Аналогично можно создать цепь для компенсации входного тока, одна­ко при этом схема усилителя существенно усложняется. Кроме того, по условиям работы усилителя периодическая компенсация не всегда может быть введена.

Усилители с дополнительным преобразованием сигнала. Сущест­венное уменьшение дрейфа нуля в УПТ и повышение точности преобра­зователей, собранных на их основе, может быть обеспечено введением дополнительного преобразования входного сигнала. В таких структу­рах входной сигнал постоянного тока преобразуют (модулируют) в сиг­нал переменного тока, который затем усиливают усилителем перемен­ного тока и для получения постоянного выходного сигнала снова пре­образуют в постоянный ток (демодулируют).

Усилители, в которых входной сигнал претерпевает подобное двой­ное преобразование, носят название УПТ-МДМ (усилители постоян­ного тока с модуляцией сигнала, усилением на несущей частоте и по­следующей демодуляцией). Эти усилители имеют сравнительно узкую полосу пропускания, но дрейф выходного сигнала в них весьма мал.

Когда необходимо создать широкополосные бездрейфовые УПТ, приходится использовать два параллельных канала: один — УПТ- МДМ, другой — усилитель переменного тока. Выходные сигналы обо-

их каналов суммируются. В итоге получается широкополосный УПТ о малым дрейфом выходного сигнала.

Структурная схема УПТ-МДМ приведена на рис. 4.28, б. В ней мо­дулятором М сигнал постоянного тока преобразуется в пропорцио­нальный сигнал переменного тока. Модулированный по амплитуде сигнал переменного тока усиливается усилителем и поступает на де­модулятор ДМ., где детектируется (преобразуется в сигнал постоянно­го тока).

Для отделения пульсаций, неизбежно возникающих при преобра­зовании сигнала, после демодулятора установлен фильтр нижних час­тот Ф, на выходе которого выделяется усиленный сигнал. Поскольку в усилителях переменного тока с реактивными связями дрейф рабочей точки не передается от каскада к каскаду, то дрейф усилителя в ос­новном определяется дрейфом модулятора.

Демодулятор и фильтр на выходе усилителя обычно не обеспечива­ют необходимой мощности выходного сигнала. Поэтому после фильтра часто устанавливают усилитель мощности с непосредственными свя­зями. При этом дрейф, вносимый им, пренебрежимо мал.

Общий недостаток усилителей с модуляцией сигнала заключается в малом значении верхней граничной частоты усилителя, которая не превышает 0,1—0,2 частоты модуляции, а также в необходимости иметь специальный источник модулирующего напряжения.

В качестве модулирующих используют два типа периодических сиг­налов: напряжение синусоидальной формы и прямоугольные импульсы.

Модуляторы могут быть выполнены на основе любых элементов, ' параметрами которых (сопротивлением, емкостью или индуктивностью) можно управлять с помощью вспомогательного источника переменного тока. При этом к их параметрам предъявляются достаточно жесткие требования, удовлетворить которые в состоянии только небольшое число элементов, выпускаемых промышленностью. К числу наиболее важных параметров модуляторов относятся смещение нулевого сигна­ла, дрейф нулевого сигнала, входное сопротивление, коэффициент передачи и минимальный пороговый сигнал.

Смещением нулевого сигнала называют переменное напряжение на выходе модулятора при нулевом сигнале на его входе. Оно оценивает­ся значением постоянного напряжения t/_CM, которое необходимо по­дать на вход модулятора для того, чтобы в его выходном сигнале отсут­ствовала первая гармоника частоты модуляции. Если не принять спе­циальных мер компенсации, то напряжение смещения нуля после уси­ления и демодуляции создает выходной сигнал, который составит зна­чительную часть погрешности усилителя. Напряжение смещения нуля обычно появляется вследствие наличия источников помех внутри само­го модулятора, к которым относят, например, контактную разность по­тенциалов у контактного модулятора; остаточный ток и напряжение у транзисторных модуляторов; электромагнитные наводки во входной цепи и т. д.

Смещение нулевого сигнала само по себе серьезной опасности не представляет и всегда может быть скомпенсировано тем или иным спо­собом в случае, если оно стабильно.

Дрейф нуля модулятора под влиянием температуры и с течением вре­мени скомпенсировать сложно, и поэтому обеспечение максимально допустимой стабильности его параметров является задачей, решаемой при проектировании.

В

Рис. 4.29. Схемы входной цепи УПТ с кон­тактным (а) и с транзисторным (б) моду­ляторами

ходное сопротивление модулятора, являющегося элементом с пере­менными параметрами, обычно описывается достаточно сложной функ­цией. Поэтому его оценивают средним за период входным сопротивле­нием, которое находят как отношение напряжения коммутируемого сигнала к среднему значению входного тока за тот же пе­риод времени:

^bi.cp ⁼ иНф

В ключевых модуляторах важную роль играет также его сопротивление в откры­том и закрытом состояниях.

Коэффициент передачи для модуляторов является, по существу, коэффициентом модуляции. Он оценивается отношением амплитудного зна­

чения модулированного сигнала на нагрузке, к которой подключен модулятор, к напряжению входного сигнала постоянного тока:

К_м~ Uт выт!U‘

Под минимальным пороговым сигналом понимают минимальное зна­чение входного напряжения, которое может быть выделено на фоне шу­мов на выходе модулятора.

В настоящее время минимальные температурный и временной дрей­фы имеют контактные модуляторы. По конструкции они близки к по­ляризованным реле и имеют подвижный контакт (якорь), который под влиянием переменного магнитного поля обмотки электромагнита пе­риодически замыкается с двумя неподвижными контактами. Так как подвижный контакт все время вибрирует, то такие модуляторы часто называют вибропреобразователями. Они обеспечивают наибольшую глубину модуляции, поскольку сопротивление цепи меняется от долей ом при замыкании до 10¹⁶ Ом при размыкании контактов. Однако им присущи существенные недостатки, такие, как ограниченная рабочая частота 50—200 Гц, малая надежность, необходимость громоздкой экранировки для защиты модулятора от помех катушки электромаг­нита и т. д.

Принципиальная схема контактного модулятора, включенного во входную цепь УПТ, показана на рис. 4.29, а.

Бесконтактные модуляторы свободны от недостатков контактных, но имеют пока больший температурный и временной дрейфы нуля.

По характеристикам преобразования сложные бесконтактные моду­ляторы практически не уступают контактным. Их выполняют на осно­ве биполярных и полевых транзисторов, однопереходных транзисто-

ров, варикапов, оптронов и т. д., причем наилучшие характери­стики преобразования получаки в случае применения полевых и одно­переходных транзисторов, а также варикапов. Удовлетворительные результаты дает использование биполярных транзисторов, включенных по схеме компенсированных ключей (рив. 4.29, б), где их токи в запер­том и падения напряжения в открытом состояниях взаимно компенси­руются. Подробнее особенности ключевых режимов полупроводнико­вых элементов будут рассмотрены в седьмой главе.

Чтобы продемонстрировать, как происходит уменьшение погреш­ностей при преобразовании сигнала, рассмотрим УПТ-МДМ (рис. 4.30, а).

На входе схемы установлен фильтр нижних частот, состоящий из резистора ^ и конденсатора С_ь который пропускает только сигналы низких частот. Модулятор показан переключателем Kj. Когда перек­лючатель замкнут, источник входного сигнала закорочен через ре­зистор /?₂- При .его переключении входное напряжение (рис. 4.30, б) через конденсатор С₂ приложено к входу усилителя. Наличие кон­денсатора С_а, не пропускающего постоянную составляющую U_BI (рис. 4.30, в), приводит к тому, что на входе усилителя присутствует переменное напряжение прямоугольной формы (рис. 4.30, г). Это пере­менное напряжение, амплитуда которого пропорциональна значению входного сигнала, усиливается усилителем переменного тока.

Демодулятор, включенный на выходе усилителя, который выпол­нен на переключателе К₂, замыкает сигнал одной из полярностей на землю на время действия модулирующего сигнала. Напряжение, при­ложенное к точке б схемы, показано на рис. 4.30, д. Так как выходноесопротивление усилителя невелико, то конденсатор С₈ во время замы­кания на землю контакте® быстро заряжается до максимального зна­чения выходного напряжения

и_Сз - кк„и„ + U_oi

где К — коэффициент усиления усилителя; U_9I — усиливаемое по­стоянное напряжение; U_t — постоянное напряжение на выходе усили­теля, характеризующее режим покоя выходного каскада.

Во время действия напряжения другой полярности переключатель К_а размыкает выход усилителя. В этом случае выходное напряжение

^вы!.т ⁼ ио—КК_М t/_BI.

Так как конденсатор С₃ заряжен до напряжения Uc3_t то потенциал точки б в течение промежутка времени действия напряжения этой по­лярности определяется выражением

^_б = г/вых._у-^сз=’-2^_м(/_вх.

Таким образом, в точке б напряжение представляет собой однополяр­ные прямоугольные импульсы напряжения, постоянная составляющая которых выделяется фильтром нижних частот, состоящим из резисто­ра R_a и конденсатора С₄. Выходной сигнал (рив. 4.30, е) не зависит от постоянного напряжения на выходе усилителя U_o, к дрейф его не вы­зывает погрешностей преобразования. Изменения параметров демоду­лятора обычно также не приводят к появлению существенных погреш­ностей, так как демодулятор преобразует большие по значению сигна­лы (доли — десятки вольт). Основные погрешности преобразования вы­званы изменениями параметров модулятора, а также изменениями коэффициента усиления усилителя. Так, изменение контактной разно­сти потенциалов переключателя Ki или изменение сопротивления клю­ча приводят к изменению коэффициента передачи ^_м ^и изменению пере­менного напряжения на входе усилителя. В итоге входное постоянное напряжение меняется, т. е. появляется дрейф нуля. К аналогичным результатам приводит и изменение коэффициента усиления усилителя.

Лучшие образцы современных контактных модуляторов, модулято- ров на полевых транзисторах' и варикапах имеют дрейф порядка 0,1 мкВ/град и 0,01 nA/град, т. е. в 50—100 раз меньше, чем дрейф у лучших УПТ без преобразования сигналов.

Основным недостатком УПТ-МДМ является сравнительно узкий диапазон рабочих частот. Из-за несовершенства существующих моду­ляторов частоту модулирующего напряжения обычно выбирают менее 1 кГц, так как на более высоких частотах увеличивается влияние пара^ зитных емкостей, через которые передаются сигналы помех от источни­ка модулирующего напряжения, а также начинает сказываться инер­ционность элементов, входящих в состав усилителя. Поэтому верхняя рабочая частота усилителя, как правило, ограничена частотой от не­скольких десятков до двухсот герц. Выпускаемый промышленностью интегральный УПТ-МДМ типа 140УД 13 удовлетворительно работает при частотах входного сигнала в несколько килогерц.

Повысить уровень высоких частот в широкополосных УПТ и ОУ можно за счет второго высокочастотного канала, включенного Парал­лельно первому (рис. 4.31). На входе высокочастотного канала обычно устанавливают фильтр I, пропускающий только высокие частоты вход­ного сигнала. В таком усилителе низкочастотные сигналы, проходя фильтр нижних частот V, усиливаются усилителем УПТ-МДМ VI, а высокочастотные — усилителем переменного тока II. Промежуточ­ные частоты усиливаются обоими усилителями.

Рис. 4.31. Схема двухканального широкополосного УПТ:

/ — фильтр верхних частот; // — усилитель высоких частот; /// — сумматор; IV — широкополосный усилитель мощности; V, VII —. фильтры низких частот?

VI — МДМ-усилитель

Выходные сигналы обоих усилителей суммируются в широкополос­ном сумматоре III. Если необходимо получить определенную выход­ную мощность, то после сумматора сигналы подаются на широкополос­ный усилитель мощности /V. Так как на сумматор и усилитель мощнос­ти подаются сигналы, усиленные в К раз, то дрейфы сигнала, вносимые ими, при поступлении на вход усилителя соответственно уменьшаются в К раз. Поэтому их влияние на характеристики преобразования срав­нительно невелико.

Частотная характеристика двухканального усилителя определяется частотными характеристиками обоих каналов. Если считать, что сум­матор и усилитель мощности близки к идеальным, имеют коэффициент преобразования, равный К_Э| и не вносят частотных искажений, то вы­ходное напряжение

К

^ВЫХ — ^вх

Ri | К 1 /(/<оСд)

^

l/W

Я| 4*1/ (/®С»)

Ri~l~l/(j®Ci) У ^8*4-^(/^Сг)

(4.12)

где ^y₁, К_у2— коэффициенты усиления усилителей высоких и низких частот.

Уз (4.12) найдем передаточную функцию:

W In} = ^^вт (?) _ к P^i ^i t v- 1 1 ь-

^вх(Р) . ^У 1+A^i O+pCj^j) (1+jjC|/?i) J ^э

Таким образом, частотная характеристика двухканального усилите­ля во многом зависит от параметров фильтров, включенных на входе каждого канала. Подбором их можно обеспечить требуемый вид харак­теристики в диапазоне низких и средних частот. В диапазоне высоких частот частотная характеристика определяется параметрами усилите­ля высоких частот /С_у1 (р), а также параметрами сумматора и усилите­ля мощности. Поэтому в передаточной функции для диапазона высоких частот К_у1 и /С_э должны быть заменены на их передаточные функции ^yl (р) ^и Лэ (Р), которые зависят от внутренней структуры сумматора и усилителя мощности.

Таким образом, введение дополнительного преобразования вход­ного сигнала позволяет существенно уменьшить дрейф выходного сиг­нала и позволяет создать высококачественные широкополосные УПТ и ОУ.

Для расширения полосы пропускания иногда вводят дополнитель­ный третий канал. Однако при этом схема усилителя усложняется.