книги из ГПНТБ / Шумоподобные сигналы в системах передачи информации

ставных сигналов и при их последетекторной обработке, необходимо, как уже упоминалось, сравнить Es при различных N3C с Еа, обеспечи­ вающим ту же Р о ш при оптимальном приеме сигналов с неизвестной

271

использование Ngc, больших чем 10—15, обычно нецелесообразно, так как потери при этом составляют 2,5—3 дБ и более. Это объясняет­ ся тем, что когда сигнал превышает шум, то информация о сигнале в большей степени содержится в амплитуде смеси, чем в его фазе. По­ этому, если выбрать базу сложного элемента сигнала такой, что после обработки этой части на радиочастоте с учетом фазовой структуры сигнал на выходе схемы обработки превышает шум, то информация сосредоточивается в амплитуде, и становится возможной последетек-

10' 5 10- 5 Ч

10

f

ошибки после амплитудного детектора имеет место большее отношение

вается большим, чем для больших Р0 ш- Поэтому при накоплении после детектора потери оказываются меньшими.

В случаях, когда число обрабатываемых после детектирования

272

что ансамбль составных квазиортогональных сигналов оказывается меньше, чем ансамбль ШПС, при той же базе. Использование состав­ ных сигналов может привести к снижению устойчивости против предна­ меренных помех.

Отмеченные недостатки компенсируются существенным ''упроще­ нием схем обработки составных сигналов. Это упрощение, как уже говорилось, происходит, главным образом, за счет того, что на радио­ частоте обрабатывается лишь элемент (часть) сигнала, имеющий базу Б э с , в Nac раз меньшую полной базы. Это значительно облегчает вы­ полнение согласованного с этим элементом сигнала фильтра. Осталь­ ная обработка сигнала производится на видеочастоте, где требования к точности выполнения элементов и установления отводов линии задер­ жки существенно ниже, чем на радиочастоте.

Комбинированная обработка находит применение в системах свя­ зи, использующих каналы, в которых не может быть достигнута коге­ рентность частоты в течение длительности сигнала. Некогерентная обработка может быть осуществлена на аналоговых и цифровых линиях задержки, различного вида сумматорах, узкополосных фильтрах (инте­ граторах) и т. п. При малом числе некогерентно обрабатываемых эле­ ментов (до 15—30) устройства обработки могут быть построены на ана­ логовых устройствах.

7.3.Методы дискретной обработки ШПС

Технические трудности, возникающие при реализации оптималь­ ной процедуры обработки ШПС с большой базой, обусловлены тем, что она предполагает использование при извлечении полезной инфор­ мации о сигнале, содержащейся во входной смеси сигнала и помехи, непрерывного множества текущих значений времени, заключенного внутри интервала, равного длительности ШПС, при непрерывном мно­ жестве значений, которые может принимать входное воздействие (смесь) в любой момент времени. Поэтому естественно искать возмож­ ности уменьшения этих трудностей на пути сокращения количества используемых значений входной смеси сигнала и помехи".

Входное воздействие в реальных*у"словияхг5Се"гда имеет ограничен­ ный спектр, поэтому непрерывный случайный процесс, которым оно является, обладает с точки зрения количества содержащейся в нем информации о сигнале большой избыточностью. Это обусловливает принципиальную возможность представления непрерывного входного воздействия в виде большего или меньшего количества значений его, взятых через некоторый интервал времени. Если интервал дискрети­ зации выбран. надлежащим образом [2.6, 7.3], то выборка содержит такое же количество инфррмянии о сигнртр, цтп н нрпрррктняя вход­ ная смесь сигнала и помехи.

На этом основана дискретная (по времени) обработка, которая позволяет при построении пассивного согласованного фильтра заменить многоотводную линию задержки дискретно-аналоговой линией задерж­ ки (ДАЛЗ), число элементов которой равно объему выборки [7.8, 7.9].

273

\работьі дискретно-аналогового согласованного фильтра требуется зна­ ние фазы принимаемого сигнала. Это ограничение снимается при ис­ пользовании квадратурной схемы.

В ДАЛЗ осуществляется запоминание, например на емкости, зна­ чения напряжения в момент отсчета и продвижение его от одного каскада (емкости) к последующему. После «записи» всех отсчетов в ДАЛЗ производится их суммирование с инверсией знака в соответст­ вии с кодом сигнала. Значения отсчетов и их суммирование в ДАСФ остаются аналоговыми, поэтому при большой базе сигнала на резуль­ тат будут существенно влиять потери напряжения при «перезаписи», отклонения и нестабильность параметров элементов схем и их пара­ зитные параметры.

Взятие отсчетов в дискретные моменты времени требует синхро­ низации, иначе работа ДАСФ будет сопровождаться потерями энер­ гии. Для того чтобы этого избежать, можно брать два (и более) от­ счета за время действия одного элемента сигнала. Аналогичные во­ просы возникают в дискретных согласованных фильтрах, они подроб­ но рассмотрены в § 7.8, и полученные результаты могут быть исполь­ зованы в ДАСФ.

Дискретно-аналоговые фильтры представляют значительный инте­ рес. Однако в них не полностью реализуются возможности, связанные с дискретизацией, и они требуют отдельного рассмотрения.

Непрерывный динамический диапазон значений входного воз­ действия также можно подвергнуть дискретизации или квантованию, при этом он разбивается на большее или меньшее число дискретных уровней таким образом, что в любой момент времени текущему зна­ чению уровня входной смеси сигнала и помехи ставится в соответствие одно из возможных дискретных значений.

Принципиальным отличием этого случая от рассмотренного выше / является то, что замена непрерывного множества значений входного

(идеальный ограничитель) невелики, поэтому схемы с квантованием уровня входного воздействия находят широкое применение. Действие ограничителей на прием ШПС при наличии помех рассмотрено в гл. 8,

и по времени позволяет представить его в виде цифрового кода, что дает возможность осуществления дискретной (цифровой) обработки

274

смеси сигнала и помехи с помощью цифровых вычислительных машин как универсальных, так и специализированных [7.5, 7.4, 6.19].

Алгоритм и устройство обработки существенно упрощаются, если используется квантование смеси на два уровня, сводящееся к приня­ тию решения о знаке (фазе) элемента ФМн сигнала с последующей записью решений в регистр сдвига, состояние которого после его запол­ нения дешифруется с помощью сумматора, входы которого подсоеди­ няются к триггерам регистра в соответствии с кодом сигнала. Будем на­ зывать такие фильтры дискретными согласованными фильтрами (ДСФ).

При использовании ДСФ так же, как и в ДАСФ, требуется перевод спектра сигнала в область видеочастот и фильтрация видеоэлементов.

Поскольку последовательность решений по приему элементов ШПС представляет собой совокупность нормированных сигналов, то возможно существенное уменьшение влияния аппаратурных погреш­ ностей и нестабильности элементов и появляется возможность обеспе­ чения точностей, практически недосягаемых в аналоговых системах, что делает использование ДСФ особенно эффективным в случае боль­ ших баз сигнала, для которых реализация аналоговых фильтров не­ возможна.

Поясним сказанное. При использовании аналоговых методов об­ работки (в частности, и оптимальной процедуры) в приемном устройст­

При использовании цифровых методов обработки полезная инфор­ мация отображается не в абсолютных значениях тока или напряжения и не в параметре сигнала, а в факте наличия или отсутствия различи­ мых сигналов в фиксированные моменты времени. Это позволяет ши­ роко использовать при реализации дискретных (цифровых) согласо­ ванных фильтров элементы цифровой техники и новые принципы кон­ струирования с применением интегральных схем.

Простота реализации ДСФ, широкие возможност использования в них микросхем и малая зависимость их работы от отклонений и нестабильностей элементов схем делают полезным и целесообразным их рассмотрение.

Исследование ДСФ с двумя уровнями квантования является на­ чальным этапом изучения цифровых фильтров, чему и посвящены последующие параграфы этой главы.

Следует отличать указанные фильтры от цифровых фильтров выде­ ления сигнала.

Согласованные фильтры как аналоговые, так и дискретные, пред­ назначенные для обнаружения или распознавания сигналов в поме^ х-ах, в процессе обработки значительно изменяют (искажают) форму сигнала. Фильтры выделения сигнала из помех имеют совершенно дру­ гое назначение и должны обеспечить минимальное искажение сигнала. Эти фильтры также могут быть как аналоговыми, так и цифровыми (дискретными). Принципы построения, анализ и синтез таких цифро­ вых (дискретных) фильтров требуют отдельного рассмотрения и здесь совершенно не затрагиваются.

275

7.4. Принципы построения схем дискретной об­ работки ШПС

Применительно к ШПС (дискретно-модулированным) суть дис­ кретной обработки заключается в том, что сначала производится отож­

Эта последовательность решений в общем случае за счет действия помех не совпадает ни с одной из последовательностей символов элементов

УОЭ УОО

Рис. 7.4.1.

dtN , которые использовались при формировании сигналов. Поэтому следующим шагом при дискретной обработке ШПС является отождествление случайной последовательности решений ß с кодом одного из используемых сигналов dt. Существенной особен­ ностью описанной процедуры приема является то, что решение по приему ШПС осуществляется на основе анализа случайной последо­ вательности решений, а не непосредственного анализа реализаций смеси сигнала и помехи, как это имеет место в оптимальных линей­ ных схемах.

Таким образом, схема приема должна содержать две основные части: устройство отождествления элемента сигнала (УОЭ) или первое решающее устройство (РУ1) и устройство отождествления сигнала (УОС) (рис. 7.4.1). Схемы дискретной обработки ШПС могут быть созданы как для сигнала с известными параметрами (фазой и задерж­ кой), так и со случайными. Считаем полезным рассмотреть принцип действия и процессы, происходящие в схеме ДСФ, для случая, когда осуществляется прием ШПС, фаза и задержка которого известны; при этом удобно полагать их равными нулю. Рассмотрение этого случая необходимо потому, что реальные схемы дискретной обработки ШПС строятся на основе комбинаций ДСФ, позволяющих вести обработку сигнала с известными параметрами.

Как уже отмечалось, ДСФ должен содержать устройство отождест­ вления элемента сигнала, задача которого состоит в том, чтобы, опти­ мально обработав смеси элемента сигнала и помехи, выдать решение о том, какой элемент ШПС действовал. В распространенном_случае

276

бинарного ФМн шумоподобного сигнала обработка смеси элемента сигнала и помехи сводится к оптимальному распознаванию противо­ положных «сигналов»-элементов. Такая схема была рассмотрена в гл. 2

с нулевым порогом и устройства сброса напряжения интегратора, или из перемножителя, фильтра, согласованного с видеоимпульсом пря­ моугольной формы длительностью Тд, и схемы принятия решения.

Оптимальная схема РУ1 представлена на рис. 7.4.2, где обозначе­ ния аналогичны используемым выше, СПР — схема принятия реше­ ния. При положительном напряжении на выходе стробирующего кас-

нулевое напряжение, что соответствует ГЭ 2 - Иногда с целью упрощения РУ1 вместо фильтра, согласованного с элементом ШПС, используется квазиоптимальный фильтр, т. е. фильтр, у которого лишь полоса про­ пускания согласована с длительностью элемента ШПС.

Схема такого РУ1 приведена на рис. 7.4.3. Она состоит из квази­ оптимального фильтра на радиочастоте (УПЧ), перемножителя, схе­ мы стробирования (Стр) и ждущего мультивибратора, который выпол­ няет функции СПР и формирователя напряжения, пригодного для работы последующих устройств.

Второй частью дискретного согласованного фильтра является устройство отождествления сигнала. Оптимальная структура его может быть получена при помощи метода синтеза декодирующих уст­ ройств по критерию максимума отношения правдоподобия [7.1]. Приведем без вывода выражения, определяющие оптимальную струк­ туру УОС в случае распознавания ps ШПС с равными базами, энер­ гиями, вероятностями передачи, полученные в предположении неза­ висимости соседних решений по распознаванию элементов ШПС:

277

дают (кодовое расстояние в случае бинарных ШПС); ук — количество позиций, в которых последовательность решений ß совпадает с кодом

построения оптимальной схемы УОС. В первом случае она содержит

лении номера сигнала, которому соответствует максимум апостериор­ ной вероятности, должна функционировать следующим образом: если

ритм работы УОС определяется одним из выражений (7.4.1) и структу­ ра схемы имеет вид, изображенный на рис. 7.4.5. Отметим, что схемы УОС подобны по своей структуре соответствующим оптимальным ли­ нейным схемам.

Схемы, изображенные на рис. 7.4.4, 7.4.5, являются аналогами корреляционных схем при линейной фильтрации ШПС, в них последо­

ванного фильтра при линейной фильтрации ШПС). При этом последо-

278

вательность решений по распознаванию элементов ШПС ß должна запоминаться. В качестве «памяти» ДСФ может служить регистр сдвига, состоящий из Б 8 последовательно соединенных триггеров (Тг), на вход которого поступают решения, например импульсы со ждущего мультивибратора РУ1, которые продвигаются затем тактовыми импуль­ сами. Запись того или иного решения отображается одним из двух воз­ можных состояний триггера. Для сравнения последовательности запи­ санных решений с кодом ШПС можно использовать сумматор, входы которого подключены к соответствующим плечам триггеров регистра сдвига. Если все решения по распознаванию элементов сигнала при­ няты верно, то в момент времени, когда сигнал, отображенный последо­ вательностью решений, заполнит регистр сдвига, на выходе сумматора

xft)

Синхр.

Рис. 7.4.6.

будет наблюдаться выброс напряжения. В другие моменты времени со­ гласование последовательностей решений и порядка подключения вхо­ дов сумматора к триггерам регистра сдвига нарушается и на выходе сумматора будут наблюдаться боковые выбросы ФАК сигнала. Таким

мехи через ДСФ. При этом удобно полагать, что напряжение, снимае­ мое с триггеров на сумматор, принимает значения, равные единице или нулю, тогда значения отклика ДСФ Y (t) будут выражаться це­ лым числом.

При действии сигнала без помех РУ1 вырабатывает последова­ тельность решений, которая совпадает с кодом ожидаемого сигнала. Положим, что в начальный момент времени все триггеры регистра сдвига находятся в одном положении. Тогда, в связи с тем что в соот­ ветствии с кодом ШПС половина входов сумматора подключена к «ле­ вым» плечам триггеров регистра сдвига, а половина к «правым», напряжение на выходе ДСФ будет равно 0,5Б3 (строго говоря, оно отличается от 0,5Б3 на единицу, так как количество нулей и единиц в коде сигнала отличается на единицу). В момент появления сигнала

279

в регистр сдвига будут вводиться правильные решения и отклик ДСФ будет определяться ФАК сигнала, а также ФВК части сигнала и последовательности нулей или единиц, записанной в регистре сдвига в исходном состоянии. В момент, когда Б 8 правильных решений за­ пишется в регистр сдвига, на все входы сумматора будут поступать

При действии одной помехи напряжение на выходе фильтра РУ1 является случайной величиной, которая с равной вероятностью может принимать как положительное, так и отрицательное значение. По­ этому на выходе РУ1 в этом случае действует случайная последова­ тельность решений, никак не связанная с кодом сигнала. Она, запол­ няя регистр сдвига, приводит в случайное состояние его триггеры,

Если же на входе ДСФ действует смесь сигнала и помехи, то РУ1 вырабатывает тем больше ошибочных решений, чем меньше отношение сигнал/помеха на входе фильтра. Это приводит к тому, что последо­ вательность решений уже не соответствует коду сигнала. Напряжение на выходе ДСФ Yх имеет случайные отклонения относительно ФАК сигнала и наблюдается уменьшение основного выброса (рис. 7.4.7, в). Очевидно, что в ДСФ предусматривается использование нелинейных операций при обработке смеси сигнала и помехи, поэтому качествен­ ные показатели его работы отличаются от соответствующих характе­

детектировании. Действительно, при детектировании выделяется ин­ формация о сигнале, содержащаяся в амплитуде смеси сигнала и по­ мехи; информация, содержащаяся в фазе смеси, в этом случае никак не используется и уничтожается. Поскольку при детектировании про­ исходит подавление слабого сигнала, то схемам с амплитудным детек­ тором присущи пороговые свойства и функционирование их резко ухудшается при уменьшении отношения сигнал/помеха на входе де­ тектора. Это подтверждают результаты § 8.2.

Иначе работает первое решающее устройство ДСФ. В этом слу­ чае при принятии решения по распознаванию элементов ШПС исполь­ зуется информация о сигнале, содержащаяся в фазе и амплитуде смеси сигнала и помехи, поскольку величина напряжения на входе схемы принятия решения определяется как фазой, так и амплитудой. Одна­ ко при этом все же имеются потери информации. Они обусловливаются тем, что напряжение, действующее на выходе фильтра РУ1, квантует­ ся только на два уровня. Для уменьшения этих потерь необходимо

280