книги из ГПНТБ / Шумоподобные сигналы в системах передачи информации

точной между квадратичной и модулем линейной, т. е. потери будут еще меньше, чем указанные выше.

Важными параметрами квадрирующих устройств являются ко­ эффициент передачи и его отклонения и величина паразитной по­ стоянной составляющей, которые определяются в основном характе­ ристиками транзисторных каскадов. Так как в приведенной схеме

фициента передачи и наличием дрейфа нуля в первом приближении можно пренебречь.

6.8.2. Суммирующие и вычитающие устройства

Суммирующее и вычитающее устройства должны соответственно выполнять операции

Операция вычитания может быть заменена операцией сложения, если знак у вычитаемого заменить на противоположный.

Обычно основой суммирующих устройств являются суммирую­ щие резисторные цепи.

На рис. 6.8.2 приведена схема суммирующего устройства на резисторах, осуществляющая суммирование по постоянному току, на которой цепи суммирования выделены пунктиром.

Схемы устройств, суммирующих по переменному току, аналогич­ ны схеме, изображенной на рис. 6.8.2, с добавлением разделительных емкостей, а вычитающих по переменному току — с добавлением фазоинверсного каскада.

Вычитание по постоянному току целесообразно производить, ис­ пользуя схемы дифференциальных усилителей, в качестве которых можно применять соответствующие типовые интегральные схемы.

Неидеальности сумматоров проявляются в неточном выполнении операции (6.8.3). Для уменьшения ошибок суммирования, обусловлен­ ных взаимным влиянием источников суммируемых (вычитаемых) на­

230

При соблюдении условия Rvj > R^ точность выполнения операции суммирования определяется только отклонениями величины сопротив­ лений Rz и Rpj. Для схемы сумматора на резисторах

(6.8.6)

Рис. 6.8.2.

Отклонения и нестабильности Ps и Р р ^ приведут к ошибкам суммиро­ вания, дисперсия которых равна

Для выявления точности операции суммирования удобно положить, что суммируются одинаковые напряжения, тогда относительная ошиб­ ка операции суммирования равна

Ошибки суммирования могут быть уменьшены при использовании стабильных и точных резисторов до величин, которыми можно прак­

дят к незначительному увеличению дисперсии боковых выбросов и к отклонениям в величине основного выброса и сказываются на свойст-

231

вах согласованных фильтров значительно меньше, чем другие факторы

Недостатком рассмотренных сумматоров является то, что Ks много меньше единицы и в схемы приходится вводить дополнительные усилительные каскады, отклонения коэффициентов усиления которых также сказываются на потерях энергии.

6.8.3. Устройства принятия решения

Устройство принятия решения включает в себя пороговое уст­ ройство и устройство формирования вторичных импульсов определен­ ной длительности, амплитуды и полярности, отображающих принятие той или иной гипотезы. Подобные устройства широко используются в системах передачи дискретной информации [7.3].

Рис. 6.8.3.

На рис. 6.8.3 приведен пример схемы принятия решения при распознавании сигналов. Сравниваемые напряжения обычно имеют одинаковую полярность в силу идентичности каналов, поэтому в каче­ стве схемы сравнения необходимо применять вычитающее устройство (см. выше), которое в данном случае выполнено на транзисторах Т1 — ТЗ. Основные неидеальности такого устройства принятия решения заключаются в наличии зоны нечувствительности, обусловленной ко­ нечностью напряжений, необходимых для запуска одновибраторов, и нестабильностью порога их срабатывания. Как показала практика, при достаточно большой амплитуде сравниваемых напряжений влия-

232

нием этих неидеальностей на уменьшение достоверности в большинстве случаев можно пренебречь.

При реализации устройств принятия решений могут быть широко использованы типовые интегральные схемы, линейные и цифровые: одновибраторы, мультивибраторы, спусковые схемы, усилители с диф­ ференциальными входами и т. д. [6.5].

6.8.4. Стробирующие устройства

Стробирующее устройство должно пропускать напряжение со входа на выход в определенные короткие интервалы времени АТстр. Такие устройства широко используются в системах передачи дискрет­ ной информации [7.3]. Стробированию могут подвергаться разнополярное и однополярное напряжения постоянного тока и напряжение переменного тока.

JT "LT

Рис. 6.8.4.

Основой стробирующих устройств являются транзисторные и ди­ одные ключи (см. § 6.7). В настоящее время имеются типовые интеграль­ ные схемы, выполняющие эти функции. Пример схемы устройства приведен на рис. 6.8.4. Транзисторные ключи на ТЗ и Т4 в исходном состоянии открыты и напряжение на выходе близко к нулю. При по­ даче стробирующего импульса транзисторы закрываются и напряже­ ние на выходе пропорционально напряжению на входе. Вместо парал­

Такое стробирующее устройство может быть применено в схе­ мах, когда неизвестна полярность стробируемого напряжения, на­ пример в схемах приема сигналов с неизвестной фазой непосредствен­ но после интегратора.

233

Если полярность стробируемого напряжения известна, то может быть применено верхнее либо нижнее плечо рассмотренной схемы.

Основными неидеальностями стробирующих устройств являются отклонения коэффициента передачи и неточности выполнения опера­ ции стробирования, заключающиеся в конечности интервала стробирования, переходных процессах и неполном «запирании» схемы, влия­ нием которых на потери энергии при А т с т р < 0,37УБ8 и реальном отношении сопротивлений открытого и закрытого ключа обычно можно пренебречь.

6.9. Согласованные фильтры на многоотводных

линиях задержки

Реализация согласованных фильтров для ШПС существенно от­ личается от реализации согласованных фильтров для простых сигналов.

Реализацию СФ можно рассматривать с точки зрения формирова­ ния его импульсной переходной или частотной характеристики. В ча­ стности, для фильтров на многоотводных линиях задержки (МЛЗ) ее удобнее рассматривать во временной области.

Для случая ФМн сигнала, используя (2.1.2) и (2.1.4) и рассматри­ вая в этом случае сигнал как совокупность элементов с различными фазами в сокращенной записи, можно получить

в другие моменты времени. Тогда импульсная переходная характе­ ристика фильтра, согласованного с таким сигналом, должна иметь вид

и может быть сформирована устройством, состоящим из звена, фор­

отводов, равным N3— 1; фазовращателей, создающих в каждом из отводов сдвиг фазы, соответствующий Дер;, и суммирующего устройст­ ва (СУ) (рис. 6.9.1). Физический смысл работы такой схемы при дей­ ствии сигнала может быть объяснен следующим образом. В момент времени t = Ts, когда сигнал, прошедший предварительный фильтр (ПФ), согласованный со спектром элемента, целиком записан в линию, на соответствующих отводах присутствуют элементы сигнала с раз-

234

личными значениями фазы. Фазовращатели (ФВ) так изменяют фазу в отводах, что в этот момент все элементы сигнала на входе суммато­ ра оказываются в фазе и результирующее напряжение равно сумме амплитуд напряжений всех Na элементов сигнала. Это суммарное на­ пряжение дает основной выброс. В остальное время условие синфазности суммируемых напряжений с отводов не выполняется и напряже­ ние на выходе сумматора, опреде­

с отводов перед суммированием. Для исключения влияния отводов друг на друга через сумматор аттенюаторы и фазовращатели дол­ жны выполнять разделительные функции.

Обычно СФ используются для приема сигналов со случайной фа­ зой, тогда на выходе фильтра включается амплитудный детектор, на­ пряжение с которого подается на стробирующий каскад и устройство принятия решения (см. рис. 6.3.1).

Вых

Рис. 6.9.2.

Для фазоманипулированных ШПС с ограниченным набором зна­ чений фазы целесообразно с целью уменьшения числа фазовращателей осуществлять предварительное суммирование напряжений с отводов, требующих одинаковых сдвигов фазы, с использованием общего фазо­ вращателя. Причем для ШПС с бинарной манипуляцией фазы необ­ ходим всего один фазовращатель, роль которого может выполнять фазоинверсный каскад (ФИ) (рис. 6.9.2).

Для ФМн сигналов с бинарной манипуляцией фазы после их прохождения через синхронный детектор (см. рис. 6.3.2), т. е. для

235

бинарных видеочастотных сигналов, может быть синтезирован видео­ частотный согласованный фильтр. Его структурная схема аналогична приведенной на рис. 6.9.2, с той разницей, что перед многоотводной линией задержки должен находиться видеочастотный предваритель­ ный фильтр с частотной характеристикой sin io7VcoTs. Фазоинверсный каскад (ФИ) при этом выполняет роль инвертора знака напряжения.

Рис. 6.9.3.

На рис. 6.9.3 приведен пример принципиальной схемы радио­ частотного согласованного фильтра на МЛЗ для обработки радиочастот­ ного сигнала, фаза которого проманппулирована по тринадцатиэлементному коду Баркера.

Для случая когерентных ЧМн сигналов, которые удобно пред­

236

и может быть сформирована устройством, состоящим из линии задерж­

частоту настройки, равную cos 0 + Асо,, и амплитудно-частотную ха­ рактеристику sin (со — cos g — А со,-) 7У(ш — м8 0 — А со,-) Тэ. Эти

sfé)

T f w m

/У,-1

y.

У1-

t--rs

Рис. 6.9.5.

фильтры формируют на отводах из входного дельта-импульса радио­ частотные импульсы с прямоугольной огибающей соответствующей частоты. Фазосдвигающие устройства должны обеспечивать необхо­ димый сдвиг фазы в отводах. Если сигнал сформирован так, что в мо­ мент окончания сигнала все Аф^ == 0, то необходимость в фазосдвигающих устройствах отпадает.

Физический' смысл работы такой схемы при подаче на ее вход сигнала может быть объяснен следующим образом (рис. 6.9.5). В мо­ мент t = Ts весь сигнал записан в линии задержки. При этом на вы­ ходе фильтров в каждом отводе оптимально выделились соответствую­ щие частотные импульсы, которые, проходя через фазовращатели,

237

вода. Ультразвуковые линии задержки работают на высоких частотах и имеют обычно значительную широкополосность, ограниченную в ос­ новном конструкцией преобразователей. Рабочая частота в ультра­ звуковых линиях задержки составляет от 100 кГц до 10 МГц, ширина полосы примерно 10—20% от рабочей частоты. На этих линиях задерж­ ки выполняются радиочастотные согласованные фильтры. Развитие микроэлектроники позволило создать новый тип ультразвуковых линий задержки поверхностных воли с напыленными «гребенчатыми» преобразователями, отличающимися очень большой эффективностью преобразования [6.10, 6.17, 6.18, 6.211. Компактность, высокая точ­ ность изготовления, технологичность, небольшое затухание при боль­ шом числе отводов и ряд других преимуществ делают эти линии перспективными для применения в СФ.

. Более подробные сведения о конструкциях и характеристиках электрических и ультразвуковых линий задержки применительно к формированию и оптимальному приему сложных сигналов можно найти в работах [6.6,6.7,6.10,6.11,6.17—6.211. В табл. 6.9.1 приве­ дены наиболее важные при создании СФ для ШПС характеристики некоторых из них.

6.10. Потери, обусловленные неидеальностью со­

гласованных фильтров на многоотводных линиях задержки

Потери достоверности и энергии, присущие реальным согласован­ ным фильтрам на МЛЗ, обусловлены в основном отклонением величин задержки на отводах МЛЗ, неидеальностью частотной характеристики предварительного фильтра (в случае ФМн сигналов) и фильтров в от­ водах (в случае ЧМн сигналов).

Кроме того, как показано в § 6.4, 6.5, 6.8, могут оказывать су­ щественное влияние отклонения общего коэффициента передачи со­ гласованного фильтра и неидеальности суммирования.

6.10.1. Потери энергии,

обусловленные неидеальностью амплитудно-частотных характеристик фильтров

Предварительный фильтр для ШПС с бинарной фазовой манипу­ ляцией в предположении, что элементы сигнала имеют форму огибаю­ щей, близкую к прямоугольной, в идеальном случае должен иметь

может быть реализована схемой, состоящей из интегратора и вычитаю­ щего устройства, на один вход которого сигнал с интегратора подается

зуются квазиоптимальные фильтры, роль которых могут выполнять фильтры УПЧ приемника.

Полоса пропускания квазиоптимального предварительного филь-

240