книги из ГПНТБ / Шумоподобные сигналы в системах передачи информации

Широкое распространение имеют транзисторные перемножители, позволяющие получить наилучшие результаты при использовании интегральных схем (пары триодов в одном кристалле).

На рис. 6.6.2 приведен пример трансформаторной схемы тран­ зисторного балансного перемножителя с радиочастотным выходом.

Рис. 6.6.1.

При большой относительной полосе сигнала, т. е. при Acos/cos „ да 1 целесообразно применять безтрансформаторные перемножители, ис­

220

открытых диодов, выражение для выходного напряжения видеочастот­ ного перемножителя будет иметь вид [6.2]

носительно напряжений, действующих на нелинейных элементах. Сравнивая (6.6.11) и (6.6.12) с (6.6.65), (6.6.6), можно сделать

вывод, что рассматриваемый перемножитель в схеме с корреляторами не является идеальным. При этом можно считать, что выходной сиг­ нал перемножается с копией, имеющей постоянную единичную ампли­

что они не осуществляют идеального перемножения смеси на копию сигнала, имеют место потери энергии.

В реальных условиях спектр сигнала не может быть бесконечно широким из-за ряда ограничений (см. гл. 8) и, например, для ФМн ШПС обычно ограничен полосой dz ѴТЭ. Тогда в сигнале будет иметь место паразитная амплитудная модуляция и его энергия будет меньше примерно на 15%. Если такой сигнал принимается схемой с корреля­ торами с рассмотренными перемножителями, то будут наблюдаться дополнительные потери энергии примерно на 10%.

При использовании опорного напряжения в виде гармонического колебания такие схемы перемножителей выполняют функции смеси­ телей и синхронных детекторов практически идеально.

6.6.3. Режим работы перемножителей при сильных помехах

Этот режим особенно важен в схемах приема ШПС, так как даже если выполняется предварительная селекция и на УОО приходит помеха только в полосе частот сигнала, то при больших базах сигнала отношение амплитуды сигнала к среднеквадратичному напряжению помехи может быть много меньше единицы (см. § 2.3 и 2.4).

221

режим диодов определяется опорным напряжением и подавление от­ сутствует. Поскольку напряжение помех имеет значительные флюк­

при этом, как будет показано ниже, незначительное отклонение и не­ стабильность параметров схем приводят к появлению на выходе пере­ множителя значительных паразитных напряжений.

6.6.4. Неидеальности перемножителей, обусловленные отклонениями параметров схем

Помимо рассмотренных выше неидеальностей в работе перемно­ жителя имеют место неидеальности, обусловленные отклонениями и нестабильностью элементов схемы. Наибольшее значение имеют отклонения коэффициента передачи и наличие паразитного напряже­ ния разбаланса на выходе перемножителя с видеочастотным выходом.

Пример аналитического расчета этих величин удобно рассмотреть с помощью схемы рис. 6.6.1.

Коэффициент передачи такого перемножающего устройства в

где Кпк — коэффициент передачи предварительного каскада на тран­ зисторе TT; /(пд — коэффициент передачи диодного перемножителя

вые характеристики коэффициента передачи, которые характеризуют его начальные отклонения, а также отклонения при изменении темпе­ ратуры и времени по известным числовым характеристикам элементов.

222

Из (6.6.15) и (6.5.6) можно получить выражения для дисперсии отно­ сительного отклонения коэффициента передачи

Источником паразитного напряжения разбаланса Д£ /р на выходе перемножителя с видеочастотным выходом является опорное напря­ жение, а причиной его возникновения — разбаланс схемы из-за начальных отклонений параметров элементов и их нестабильности.

Паразитное напряжение на выходе, отнесенное к максимальному

обусловленных начальными отклонениями элементов и изменениями температуры и старением.

223

Для начальных отклонений

ментов, приведенных в табл. 6.5.1, сведены в табл. 6.6.1. Там же даны соответствующие потери энергии для случая корреляционного устройст­ ва распознавания сигналов с неизвестной фазой, определенные с ис­ пользованием результатов § 6.4:

Т а б л и ц а 6.6.1

<

*) £ —коэффициент, учитывающий действие остальных дестабилизирующих факторов (влажности, запыленности и т. д) .

6.7. Интегрирующие устройства

6.7.1. Принцип действия интеграторов

Видеочастотное интегрирующее устройство, входящее в видео­ частотный коррелятор, должно выполнять операцию интегрирования

224

Радиочастотные интегрирующие устройства выполняются на оди­ ночных контурах как с последовательным, так и с параллельным ре­ зонансом.

Так как в реальных условиях производится прием не одного ин­ формационного сигнала, а их последовательности, то для создания нулевых начальных условий при приеме каждого из сигналов напря­ жение, накопленное интегратором за время действия предшествующего сигнала или помехи, должно быть «сброшено». Отказ от сброса упрощает схему, но приводит к потерям энергии почти в два раза (— 3 дБ) [6.1].

Для осуществления сброса в интегрирующих устройствах обычно применяются транзисторные ключи [6.3, 6.4], иногда применяются диодные ключи, и при большой длительности сигналов могут использо­ ваться электромагнитные реле. Хорошие результаты дает примене­ ние МОП-транзисторов.

Рис. 6.7.1.

Пример схемы видеочастотного интегрирующего устройства при­ веден на рис. 6.7.1. Каскад на транзисторе 77 служит для согласо­ вания. Усилитель (У) на транзисторах ТЗ и Т4 компенсирует малень­ кий коэффициент передачи инерционной цепи. Т2 работает в ключевом режиме.

Следует отметить, что для интегрирования видеочастотных напря­ жений разного знака подобные схемы могут быть использованы только при фиксированной длительности сигнала (что обычно справедливо для УОО шумоподобных сигналов), так как только в этом случае может быть учтен результат интегрирования напряжения покоя первого каскада, в противном случае необходимо использование двухканальных интеграторов с раздельным интегрированием напряжений разных знаков и последующим суммированием или МОП-транзисторов.

Усилитель, изображенный на рис. 6.7.1, целесообразно реализо­ вать на интегральных схемах. При этом удается обеспечить большую стабильность параметров и меньший дрейф нуля [6.5].

На рис. 6.7.2 дан пример схемы радиочастотного интегрирую­ щего устройства с контуром параллельного резонанса. Сброс колебаний в интегрирующем контуре осуществляется балансным ключом на транзисторах Т2 и ТЗ.

226

Так как реальная добротность обычных контуров в диапазоне 0,1—10 МГц не превышает 100—150, то для интегрирования сигналов, имеющих большую длительность, приходится для уменьшения эффек­ тивной полосы контура либо значительно снижать частоту поднесущей, что не всегда удобно, либо переходить на кварцевые фильтры. При применении кварцевых фильтров сложно получить эффективный сброс колебаний в момент окончания сигнала. Поэтому в таких схемах обыч-

Рис. 6.7.2.

но осуществляется комбинированный способ гашения колебаний, когда наряду с введением в контур с последовательным резонансом сопро­ тивления большой величины замыкается цепь отрицательной обратной связи, чем обеспечивается достаточно высокая скорость затухания коле­ баний в контуре [6.1].

6.7.3. Основные неидеальности интегрирующих устройств,

влияющие на потери

Основными неидеальностями интегрирующих устройств являют­ ся: неточность выполнения операции интегрирования, включая режим «сброса», отклонения коэффициента передачи и наличие в видеочастот­ ных интеграторах паразитной постоянной составляющей.

Потери из-за неидеальности выполнения операции интегрирования при использовании инерционной цепи количественно могут быть просто оценены в предположении воздействия на входе видеочастотного инте­ гратора прямоугольного видеоимпульса, а на входе радиочастотного интегратора радиоимпульса с прямоугольной огибающей. Случай такого воздействия не только нагляден, но и является наиболее часто встречающимся в корреляционных схемах. Тогда процесс интегриро­ вания в видеочастотном интеграторе определяется выражением

где Ку — коэффициент усиления усилителя, входящего в интегрирую­ щее устройство.

т. е. интегрирование выполняется практически точно.

Для радиочастотного интегратора получается аналогичный ре­ зультат, причем Т\\ та 1/4А/,|ф — Q/л/,, 0 , где А / а ф — эффективная по­ лоса пропускания.

Отклонение от идеальности выполнения операции интегрирования при невыполнении условия Ts « Т\\ приводит к потерям энергии,

конечной величиной длительности времени сброса. При этом умень­ шается время интегрирования и очевидно, что

величиной соотношения между сопротивлениями открытого и закры­ того ключа. Для приведенных выше схем довольно просто удается

шено последовательным включением развязанных параллельных или последовательных ключей и их комбинацией [6.3, 6.4].

Существенное влияние на потери оказывают отклонения коэффи­ циента передачи интегрирующего устройства от идеального значения и паразитная постоянная составляющая (см. выше), величины которых зависят от конкретной схемы и от параметров входящих в нее элементов.

чить количественные характеристики отклонений коэффициента пере­ дачи и величины паразитной постоянной составляющей в различных условиях. Ориентировочные значения для видеочастотного и радио­ частотного интегрирующих устройств, схемы которых приведены соот­ ветственно на рис. 6.7.1 и 6.7.2, сведены в табл. 6.7.1.

228

6.8. Суммирующие, вычитающие, квадрирующие,

стробирующие устройства и устройства принятия решения

6.8.1. Квадрирующие устройства

Квадратор должен выполнять операцию

Для точного выполнения этой операции могут быть использованы квадрирующие устройства, применяющиеся в аналоговой вычислитель­ ной технике [6.15], но в большинстве случаев они сложны и громоздки.

В схемах приема ШПС целесообраз­ нее применять сравнительно простые устройства, у которых выходное на­ пряжение в первом приближении про­ порционально модулю входного, т. е.

Пример простой схемы квадрирующего устройства приведен на рис. 6.8.1. Функциональная зависимость между входным и выходным напряжением определяется режимом и характеристиками диодов Д1 и Д2 и транзисторов Т1 и Т2 и величинами входных напряжений. При соответствующем их подборе эта зависимость является промежу-

229