книги из ГПНТБ / Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет
.pdfи дополнительного высокочастотного (ФВЧ) или полоснозаграждающего фильтра (ПЗФ). Такое усложнение коле бательной системы оправдывается постоянством к. п. д. транзистора и рассеиваемой на нем мощности во всей по лосе частот. Колебания высших гармоник после выпрям ления можно направить в цепь питания и тем самым повы сить к. п. д. передатчика.
Постоянное на всех гармониках входное активное со
противление ZH(co) = RH при |
одновременной фильтрации |
высших гармоник в основной |
нагрузке RB обеспечивается |
Рис. |
1.8. Схема |
генератора |
с Дополнительным конту |
||
ром |
в коллекторной |
цепи, |
настроенным |
на 2-ю или |
|
3-ю |
гармонику |
(а) и формы импульсов |
коллекторно |
||
|
го |
тока |
и напряжения (б). |
|
фильтром с бесконечным числом звеньев. Практически мож но ограничиться последовательным включением основ ного контура и одного дополнительного контура, настроен ного на 2-ю или 3-ю гармонику (рис. 1.8) [81. Хотя при этом формы импульсов коллекторного тока и напряжения за метно отличаются от прямоугольных, потери в транзисторе увеличиваются незначительно.
К рассматриваемому классу схем относятся двухтакт ные схемы с параллельным и последовательным контурами (рис. 1.9) [9, 10]. Эпюры токов и напряжений в этих схемах показывают, что транзисторы в схеме с параллельным кон туром должны пропускать меандры тока, а в схеме с после
довательным контуром синусоидальные |
импульсы |
тока |
с отсечкой 90°. Работа этих схем возможна |
как в ключевом, |
|
так и в недонапряженном режиме, причем в последнем |
слу |
чае требуется обеспечить соответствующую форму возбуж дения и идентичность параметров транзисторов. Практи-
чески используется лишь ключевой режим, так как тогда даже при значительной неидентичности параметров тран зисторов удается получить хорошую фильтрацию гармоник при использовании простейшего колебательного контура.
Частотный диапазон этого класса схем ограничен ем костью Сх и инерционностью транзистора. Они обуслов ливают появление фронтов конечной длительности в им- ( пульсах коллекторного тока и напряжения. Поэтому по-
Рис. 1.9. Двухтактные схемы ключевых генераторов с параллель ным (а) и последовательным (б) контурами.
являются интервалы времени, когда транзистор работает при значительной мощности, рассеиваемой на коллекторе.
Эти потери зависят от длительности фронтов, но они не могут быть меньше, чем коммутативные потери [11, 12], определяемые рассеиванием энергии, запасенной в емкости С. В момент перехода транзистора из режима отсечки в ре жим насыщения (замыкание ключа на эквивалентной схеме рис. 1.6, в) энергия, накопленная в емкости С, рассеивается в сопротивлении г н а 0 в виде мощности коммутативных по терь Рв. Потери растут с увеличением частоты генерируемых колебаний и тем самым ограничивают максимальную рабочую частоту генератора. В частности, для схемы с безынер-
цйонным транзистором, приведенной на рис. 1.7, при ве личине допустимых относительных коммутативных потерь Рк/Р„ = 0,01-7-0,05 можно определить допустимое зна чение QK [13]:
QK = <oC# a < 0,03 4-0,15. |
|
(1.33) |
Аналогично в двухтактных схемах емкость |
С и инерцион |
|
ность транзисторов приводят к появлению |
фронтов |
в им |
пульсах тока (рис. 1.9, а) и фронтов в импульсах |
напря |
жения (рис. 1.9, б). Коммутативные потери ограничивают частотный диапазон схемы, приведенной на рис. 1.9, б,
соотношением |
(1.33). |
|
2. Схемы |
|
при QK « 1. Схема генератора, показанная |
на рис. 1.10, |
а, по конфигурации не отличается от обычных |
схем усилителей с резонансной нагрузкой. Особенность работы этой схемы состоит в форме коллекторного тока и
напряжения. Если ток имеет |
форму |
импульсов, близкую |
||
к пилообразной |
(рис. 1.10, в), |
то при |
некоторой |
расстройке |
контура и QK « |
1 напряжение на |
коллекторе |
во время |
Р.) |
б) |
|
|
м |
cot |
мa>t |
Є) |
г) |
б) |
?) |
ж) |
Рис. 1.10, Схема генератора с LC-контуром (а) |
и с дополнительным |
фильтрующим контуром (б). Эпюры токов и напряжений при раз личных добротностях контура в коллекторной цепи и различном
возбуждении: |
в) ф к л ; 1 , qK |
< \, |
пилообразный импульс тока; |
|
г) |
QK > 3, косинусоидальный |
импульс тока, критический режим; |
||
д) |
QK > 3, qK |
> 3, режим перенапряженный; е) QK > 3, qK > З, |
||
|
ключевой |
режим; ж) QK |
ж 1, |
qK < 1, ключевой режим. |
импульса тока оказывается весьма малым ик: & гк/"иас- В промежутке между импульсами тока напряжение на кол лекторе резко возрастает и имеет форму импульсов, близ кую к косинусоидальной. Такой режим обеспечивает малые потери мощности на коллекторе*1 .
В недонапряженном режиме импульсы тока пилообраз ной формы обеспечиваются специальной формой возбужде ния, что не всегда удобно для практики. В ключевом ре жиме при достаточной величине возбуждения форма воз буждения и ее амплитуда не имеют значения. По этой при чине рассматриваемые схемы используются обычно при клю чевом режиме транзистора [И, 12].
В ключевом режиме при соответствующем выборе пара метров схемы удается избежать коммутативных потерь. Потери из-за инерционности транзистора проявляются при переходе из области насыщения в область отсечки, когда транзистор на интервале времени ta (рис. 1.10, в) находится в активной области. Однако эти потери могут быть умень шены при увеличении возбуждения.
В простейшей схеме (рис. 1.10, а) в нагрузке RH выде ляется значительная мощность высших гармоник. Чтобы исключить потери мощности на высших гармониках, не обходимо включать дополнительные фильтрующие конту ры, например, как показано на рис. 1.10, б. Включение фильтрующего контура приводит к тому, что высшие гар моники коллекторного тока и напряжения на коллекторе сдвигаются друг относительно друга на 90° и в нагрузке не выделяется мощность высших гармоник.
3. Схемы при QK > |
3. Если в обычной схеме (рис. 1.10, а) |
|||
колебательный |
контур |
LC |
имеет высокое значение нагру |
|
женной добротности и настроен в резонанс |
на первую гар |
|||
монику: |
|
|
|
|
<?к |
= с о С Я в > 3 ; |
c o 0 = l / / L C |
= o), |
то в недонапряженном режиме форма напряжения на кол
лекторе будет |
почти гармонической |
(рис. 1.10, г). |
Форма |
и амплитуда |
коллекторного тока |
определяются |
формой |
и амплитудой базового тока или напряжения. На рис. 1.10, г ток коллектора показан в виде отрезка симметричной ко синусоиды с углом отсечки в .
*) По параметрам коллекторного контура, форме импульсов напряжения такой генератор близок к ламповому генератору с рас строенным анодным контуром [14].
При увеличении возбуждения наступает критический режим, при котором в момент, когда коллекторный ток ста новится максимальным / к = ік м а к 0 , точка, отображающая состояние транзистора, попадает на границу между об ластью насыщения и активной областью. Дальнейшее уве личение возбуждения приводит транзистор в перенапря женный режим. Форма коллекторного тока и коллектор ного напряжения на этапе насыщения зависит от того, на сколько контур шунтируется сопротивлением г н а с .
В случае, если qK — (оСгн а о > 1, контур незначительно шунтируется сопротивлением г н а с . Напряжение на коллек торе на этапе насыщения остается гармоническим, а в им пульсе коллекторного тока появляется провал косинусоидальной формы (рис. 1.10, д). При дальнейшем увеличении возбуждения длительность этапа насыщения увеличивается,
и в пределе транзистор переходит |
в |
ключевой режим |
(рис. 1.10, е). В этом режиме входная |
цепь генератора оп |
|
ределяет только начало и окончание |
импульса коллекторно |
го тока, амплитуда и форма импульса тока определяются коллекторной нагрузкой. Однако в таком ключевом режиме электронный к. п. д. транзистора оказывается низким [15]. Кроме того, в этом случае требуется большая амплитуда возбуждения и, следовательно, оказывается низким коэффи циент усиления по мощности.
В случае, если qK = (оСУн а с < 1, на этапе насыщения коллекторный контур закорачивается относительно малым сопротивлением г н а о . В результате форма напряжения на контуре (коллекторе) уплощается. В предельном случае
''нас |
- > 0 на этапе насыщения напряжение |
на коллекторе |
« к = |
0, провал в импульсе тока коллектора |
имеет пилооб |
разную форму (рис. 1.10,ж). Увеличение возбуждения пере водит транзистор в ключевой режим. Однако при QK > 3 в транзисторе остаются значительные коммутативные по
тери даже при г н а с |
0. Поэтому к. п. д. транзистора ока |
|
зывается |
низким [11]. |
|
Таким |
образом, |
при QR > 3 переход в перенапряжен |
ный и ключевой режимы не позволяет существенно умень шить потери мощности в транзисторе по сравнению с поте
рями |
в |
критическом режиме как при |
qK > |
1, так и при |
|
<7к< |
1. |
|
|
|
|
В целях снижения потерь мощности в транзисторе можно |
|||||
применять |
специальный фильтр низких |
частот в виде лест |
|||
ничной |
схемы (рис. 1.11), начинающейся с |
параллельной |
|||
емкости |
Cv |
Такая схема обеспечивает |
не только активное |
входное сопротивление на основной частоте и заданную фильтрацию всех высших гармоник в нагрузке, но и ак тивное входное сопротивление на частоте второй или треть ей гармоники (за счет потерь в реактивных элементах). В результате форма коллекторного напряжения уплощает ся аналогично тому, как это показано на рис. 1.8, б [8].
Другим способом уменьшения потерь мощности в тран зисторе является включение в контур нелинейной емкости (рис. 1.12). В качестве такой емкости может использоваться емкость коллекторного перехода транзистора или емкость дополнительно включенного варикапа [16, 17]. Нелиней
рис. 1.11. |
Схема генератора |
со |
Рис. 1.12. Схема генератора, в |
||||
сложным фильтром, |
обеспечи |
котором нелинейная емкость |
|||||
вающим |
необходимые |
искаже |
коллекторного |
перехода |
ис |
||
ния в форме напряжения |
на |
пользуется |
для |
формирова |
|||
|
коллекторе. |
|
|
ния упрощенной |
формы |
кол |
|
|
|
|
|
лекторного |
напряжения. |
ность ее зависимости от приложенного к ней напряжения С(и) приводит к уплощению отрицательной полуволны на пряжения на коллекторе аналогично тому, как это проис ходит в схеме с дополнительным контуром, настроенным на
вторую гармонику. При высоком значении |
нагруженной |
|
добротности QK = (оСс р £?н > |
3, где С с р — |
усредненная |
по первой гармонике величина |
нелинейной емкости С(и), |
форма напряжения на коллекторе будет определяться толь ко свойствами нелинейной емкости С(и) и не будет зависеть от гармонического состава тока коллектора [17]. Этим ра бота таких генераторов выгодно отличается от работы ге нераторов, схемы которых показаны на рис. 1.8 и 1.11. Напомним, что в этих схемах для достижения оптимальной формы напряжения на коллекторе необходимо обеспечить вполне определенную форму импульса коллекторного тока. Кроме того, в контурах этих схем рассеивается зна чительная мощность высших гармоник.
Сравним рассмотренные схемы и режимы их работы. Высокое значение электронного к. п. д. транзисторного ге нератора обеспечивается созданием уплощенной формы на
пряжения на коллекторе. Переход к негармонической форме напряжения может существенно уменьшить мощность, рас сеиваемую на коллекторе, и практически не усложняет схе му фильтра нагрузки. Это объясняется тем, что современные высокие требования, предъявляемые к излучению высших гармоник передатчиком, обусловливают всегда сложную схему фильтра. Количество необходимых реактивных эле ментов в нем мало меняется при переходе от схемы с гармо нической формой к схеме с уплощенной формой напря жения.
Рис. 1.13. Графики зависимости электронного |
к. п. |
д. |
от |
обобщен |
|
ных параметров для различных |
схем |
при |
в |
= |
90°: |
а—при заданном напряжении источника питания |
Е к ; б—при |
заданном макси |
|||
мальном напряжении на коллекторе н |
м а к 0 . |
|
|
|
Величина электронного к. п. д. в рассмотренных схемах различна, причем при заданном напряжении питания кол лектора Ек зависит от обобщенного параметра:
PE = rmoPjEl |
(1.34) |
Этот параметр можно рассматривать как нормированную колебательную мощность. Зависимости ЦЭ(РЕ) рассчитаны в [13] (рис. 1.13, а). Нумерация кривых на рис. 1.13 соот
ветствует порядковой |
нумерации табл. |
1.1. Графики |
рис. 1.13, а показывают, |
что в генераторах |
с уплощенной |
формой напряжения на коллекторе значительно повышается к. п. д. при заданной мощности рв-
Для повышения к. п. д. целесообразно полностью ис пользовать транзистор по напряжению, т. е. в соответствии с (1.29) принимать максимальное напряжение на коллек торе «кмакс Р а Б Н Ь Ш допустимому и к д . При таком выборе
36
режима для сравнения схем удобнее рассматривать зави симость к. п. д. от другого обобщенного параметра
Ра ~ гнас Рі/^к макс |
(1.35) |
Из графика, представленного на рис. 1.13, б, видно, что лишь в некоторых генераторах с уплощенной формой на пряжения на коллекторе значительно увеличивается к. п. д. при заданной колебательной мощности ри. Ряд схем це лесообразно использовать только при небольших значениях нормированной колебательной мощности ри < 0,01. Это объясняется большим значением пик-фактора*1 формы на
пряжения на коллекторе П = иКыак0/Ёк в этих схемах. Из-за этого в таких генераторах при постоянной величине
"кмако необходимо снижать напряжение коллекторного питания £„, что, в свою очередь, требует увеличения им пульса коллекторного тока и при конечном значении со противления г н а 0 обусловливает возрастание потерь.
В некоторых частных случаях к. п. д. генератора и мощность, рассеиваемая в транзисторе, не имеют решаю щего значения. Так, например, в импульсных передатчи ках с большой скважностью средняя мощность, рассеива емая на коллекторе, и средняя потребляемая мощность по лучаются незначительными и не определяют конструктив ных и энергетических показателей передатчика. В этих
случаях, особенно |
при малых |
значениях сопротивления |
г н а с , выбор схемы |
определяется |
в основном получением |
максимальной мощности с одного транзистора при заданных
допустимых |
значениях тока |
і ' К м а к с |
*кд и напряжения |
на |
||||||
коллекторе |
|
мк м а к с |
и к д . |
Для |
оценки |
различных |
схем |
|||
в таких случаях |
в табл. |
1.1 |
указаны |
нормированные |
||||||
значения |
|
максимальной |
колебательной |
мощности |
при |
|||||
заданном |
напряжении |
источника |
питания Ек или |
при |
||||||
заданном максимальном |
напряжении |
на коллекторе |
« К м а К о : |
|||||||
Р і Е - ' Г |
1 |
^ - ' |
Рі*= |
• |
P l M S K C |
П Р И |
' н а с ^ О . |
(1.36) |
||
'кмаксс к |
|
(к максик макс |
|
|
|
|
Следует отметить, что для генераторов, требующих выпол нения соотношения QK < 1, диапазон частот, в котором они могут быть реализованы, ограничен, даже если в качестве емкости С использовать выходную емкость транзистора
*> Наряду с данным термином в современной литературе по радиоэлектронике широко используют термин «коэффициент ам плитуды». (Прим. ред.)
с |
схема |
с |
Тип |
ё |
|
1 |
|
2 |
|
3 |
Однотактная |
|
4
5
Вид коллекторного |
|
контура |
Режим |
Апериодический |
Крити |
|
контур |
ческий, |
|
Qi< < 1 |
ключевой |
|
Низкодобротный |
Крити |
|
контур |
ческий, |
|
Q K ~ 0 , 5 |
ключевой |
|
Высокодобротн ы й |
Крити |
|
контур |
ческий |
|
Q K > 3 |
|
|
|
|
Перенапря |
|
|
женный |
|
|
при |
|
|
<7к> 3 |
Высокодобротный |
|
|
контур |
Критичес |
|
Q K > |
з |
кий |
Нелинейная емкость |
|
|
(V = |
0,5) |
|
Коммутатив ные потери
рх/ро
т
0
0
0
0
Потери на активном этапе*)
_ L J a 3 т
0,22
0,22-гО
0,07
6 |
Двухтактная |
Параллельный |
Крити |
0 |
л* |
/ |
/ а |
\ 2 |
|
Последовательный |
Крити |
я 2 |
|
|
|
|
|
|
|
контур |
ческий , |
|
6 |
[ |
Т |
) |
|
|
<Эк> 3 |
ключевой |
|
|
|
|
|
7 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
контур |
ческий, |
4 C i R " |
|
|
|
|
|
|
(•A R„ < 0,1 |
ключевой |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Т |
|
|
|
|
|
При |
длительности (а |
|
|
|
|
|
|
V |
Су |
о |
|
|
|
|
|
К |
1 = |
1 (/?„) |
|||||
|
к |
||||||
се |
та |
я |
|
|
|
|
|
2 |
г |
|
|
|
|
||
3 |
г |
|
|
|
|
||
сГ |
ч |
в |
|
|
|
|
|
|
о. |
а |
|
|
|
|
|
0,203 |
0,1 |
0,05 |
1 + V |
l |
- |
19,75ри |
|
|
|
|
3 _ y i |
|
_ |
19,75pu |
|
0,1 |
0,12 |
0,013 |
~1 - 2 9 , 4 р ц |
||||
|
|
|
при |
р и |
< 0,007 |
||
0,12 |
0,06 |
0,031 |
1 + У 1 _ 3 2 р й |
||||
|
|
|
0./8 |
|
|
|
|
|
|
|
3 - 1 / 1 - 3 2 р а |
||||
0,12 |
0,1 |
0,044 |
0,78(1 — 12,85р„) |
||||
|
|
|
при р и < |
0,0275 |
п - п ( Р и )
4 3 - Т / і _ 1 9 , 7 5 р ц
— 3,56(1 |
- 1 5 р „ ) |
при р и |
< 0,007" |
4 3 - * У 1 - 3 2 р ц
« 2 ( 1 - 5 , 4 6 p u ) при р„ < 0,0275
0,11 |
0,07 |
0,027 n _ 3 [ l + V i - 3 5 , 8 p J |
16 |
|||
|
|
|
11 — 5 1 / 1 — 3 5 , 8 р ц |
П - 5 1 / 1 —35,8р„ |
||
|
|
|
|
|||
0,16 |
0,12 |
0,04 |
1 + 1 / 1 - 2 5 , l p „ |
6,28 |
||
4,14—2,141/1 |
—25,1р„ |
4 , 1 4 - 2 , 1 4 1 / 1 - 2 5 , 1 р „ |
||||
|
|
|
||||
0,16 |
0,1 |
0,02 |
+ V l |
- 3 9 , 5 р и |
? |
|
|
||||||
|
|
|
|
С в ы х = С. Так, например, для известного транзистора типа КТ904 можно получить QK < 0,1 на частотах ниже 10 МГц.' Соответственно схемы, требующие Q„ « 1, могут быть ре ализованы лишь на частотах ниже 100 МГц.
Наиболее просто и надежно реализовать высокие зна чения к. п. д. в схемах, работающих при QK < 1, можно, используя ключевой режим транзистора. Как уже отме чалось, в этом режиме транзисторный генератор отличается малой чувствительностью к форме и амплитуде возбуждения и соответственно к изменению ряда параметров транзисто ра, определяющих его усилительные свойства. Как следствие этого можно ожидать повышенную надежность работы ге нератора в различных изменяющихся условиях. При этом нужно еще раз подчеркнуть, что ключевой режим неприем лем при усилении колебаний, модулированных по ампли туде.
В настоящее время находят широкое применение однотактные генераторы с обычной резонансной нагрузкой, работающие в недонапряженном и критическом режимах, и однотактные генераторы, работающие в ключевом ре жиме. Именно эти два типа простейших генераторов будут рассматриваться в данной главе.
Другие схемы и режимы работы используются на прак тике сравнительно редко, несмотря на ряд очевидных пре имуществ. Это, по-видимому, объясняется сравнительной новизной вопросов, возникающих при проектировании та ких схем.
1.1.5. Цепь возбуждения |
генератора |
Входная цепь генератора связана с коллекторной це пью предыдущего каскада линейным четырехполюсником (рис. 1.14, а). В теории радиопередающих устройств 118] такой четырехполюсник связи между каскадами обычно представляется эквивалентной схемой с идеальным транс форматором, имеющим коэффициент трансформации k, и двумя сопротивлениями: сопротивлением холостого хода Z x x и сопротивлением рассеяния Za (рис. 1.14, б). Коллек торная цепь транзистора возбудителя на этом рисунке заме нена его эквивалентной схемой (см. рис. 1.6, б). Входная цепь последующего каскада нелинейна, и для простоты она представлена в виде ключа и двух сопротивлений Z B x 0 и
40