![](/user_photo/_userpic.png)
книги из ГПНТБ / Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет
.pdfПри этом потери энергии в элементах трансформирующей схемы должны быть незначительными, т. е. ее к. п. д. дол жен быть достаточно большим:
|
Пх = |
PjPBb4 |
= PJ(Pi |
+ ZPoc), |
(1-90) |
||
где Р в ы х = |
Ру |
+ |
2 Р 0 |
С |
— полная |
мощность на |
выходе |
транзистора |
(с |
учетом |
обратной связи); Ра — мощность, |
||||
выделяемая |
в нагрузке. |
|
|
|
|
||
В оконечном каскаде для улучшения энергетических ха |
|||||||
рактеристик |
передатчика стремятся повышать т)т до величи |
||||||
ны, близкой |
к единице. В промежуточных каскадах величи |
на г)т может определяться соображениями |
устойчивости и |
||
нередко бывает сравнительно невелика (і]т |
« |
0,1 -=-0,3). |
|
1.4.2. Трансформирующие |
цепи в выходных |
каскадах |
|
Современные требования |
к допустимому |
уровню вне- |
полосных излучений передатчика столь жестки, что вы полнить их удается лишь при сложной схеме в коллектор ной цепи, состоящей из многих реактивных элементов. Во многих случаях такой фильтр проектируется и устанавли вается в тракте антенны в виде отдельного фильтрующего блока. Обычно фильтрующий блок одновременно трансфор мирует импеданс антенны в постоянное активное сопротив ление, равное волновому сопротивлению типового кабеля. В этом случае уменьшаются потери в соединительном кабеле и упрощается регулировка аппаратуры. Проблеме построе ний фильтрующих цепей посвящен ряд работ [24, 25] и ее можно считать самостоятельной.
Здесь будем рассматривать лишь простейшие схемы кол лекторной цепи, действие которых сводится к трансфор мации активной нагрузки Ru в оптимальное сопротивление £!а и обеспечению необходимой формы напряжения на кол лекторе. Однако при сравнении различных вариантов схем будем оценивать их фильтрующие свойства, так как зна чительную долю необходимого ослабления гармоник можно получить в этом трансформаторе.
В зависимости от требований к эксплуатационным и энергетическим характеристикам генератора и от сочетания параметров транзистора генераторы работают либо с резо нансным трансформатором при гармоническом напряжении
на коллекторе (в недонапряженном или критическом ре жиме), либо с нерезонансным трансформатором, т. е. при уплощенной форме напряжения на коллекторе (обычно в ключевом режиме).
Резонансный трансформатор может рассматриваться лишь для недонапряженного или критического режима. Переход в режимы с использованием насыщения транзи стора неизбежно приводит к искажениям формы напря жения на коллекторе, так как трансформатор теряет свои резонансные свойства из-за шунтирующего действия тран зистора.
Применение резонансного трансформатора обеспечивает наилучшую фильтрацию высших гармоник в простейшей
схеме (с |
наименьшим |
числом |
реактивных |
элементов) |
||
и облегчает настройку |
коллекторной |
цепи |
выходного |
|||
каскада. |
|
и р и <Z 0,01 |
|
|
|
|
Однако |
при ^ £ < 0 , 1 |
(см. рис. 1.13) |
на |
|||
ибольшие |
значения электронного |
к. п. д. получаются |
при |
нерезонансном трансформаторе (уплощенная форма на пряжения на коллекторе). Нерезонансная нагрузка поз воляет также получить более широкодиапазонный генера тор без перестройки его элементов.
Структуры схем в обоих случаях одинаковы, так как Е них используется П-образный фильтр нижних частот Та кая схема фильтра наряду с трансформирующими свойст вами имеет благодаря параллельным емкостным связям улучшенную фильтрацию высших гармоник в нагрузке Свойства П-образного фильтра общеизвестны (см. напри мер, [26]), и в табл. 1.8 приведены основные формулы для расчета одного звена такого фильтра, а также неко торых его модификаций.
Режим с гармонической «формой напряжения обеспечи вается первым звеном П-образного фильтра при достаточно
высокой его добротности. Расчеты показывают, |
что относи |
||||||||
тельное напряжение 2-й гармоники на коллекторе UK2/UKi |
< |
||||||||
< 0,1, |
если <?„ = Q, = |
юС,/?! > |
3. Здесь |
7^ |
= R9 |
- |
|||
входное сопротивление П-образной схемы при ее |
нагрузке |
||||||||
на сопротивление R2, |
причем для |
критического |
режима |
||||||
На практике |
часто |
используют одно звено П-образного |
|||||||
фильтра, |
тогда |
при |
расчетах следует принять R2 = |
RH. |
|||||
При достаточно высокой QK однозвенный фильтр можно рас |
|||||||||
сматривать |
как |
обычный |
промежуточный' контур |
с двумя |
|||||
емкостными |
связями, |
который широко применяется в лам- |
|||||||
100 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 1 |
форматора |
|
|
Номер схемы |
|
||
|
Наименование |
схемы |
|
|
П-образного |
транс |
Схема |
|
INїх |
L3 INZ |
1 |
Обычная |
|
|
Я 1 |
1 0 |
|
С улучшенной |
In ex L3 |
Іф Inz- |
|
2 |
E ^ Y V S |
r r r v j ^ , |
||
фильтрацией |
||||
|
|
|||
|
|
0 і |
1 z |
Формулы для расчета элементов
При выбранных к о \
Q2 = coC, / ? г =
При выбранных 0>ф = —г - 3
ш і ф — _ — ЯфЯо,
(ОСф
К. п. д.
,QI-T-QZ
Л т - 1
0
Vxx
Qxx
Т а б л и ц ? t.8
Фильтрация |
гармо |
ник тока |
|
ki = lNs\i |
'N2 |
Q2
при Q 2 >1 ,
Q i > i
при Q 2 > 1 ,
Q i > l
повых передатчиках [18]. Увеличение добротности QK свыше 3—5 вряд ли целесообразно, так как при таком уве личении сужается полоса пропускаемых частот, схема ста новится чувствительной к изменениям реактивных элемен тов и реактивных параметров транзистора, ухудшается к. п. д. трансформатора (см. формулу для цт в табл. 1.8), хотя при этом улучшается фильтрация гармоник.
При. R0 І- RF |
При R0=R1 |
Формирующий |
|
J Трансформатор |
|
|
|
|
|
|
|
||
контур |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
Lz-L*L3+L0 |
|
If/z |
||
|
|
|
|
|
|
|
о-—r- |
|
J - «-o |
||
ФормируюI |
|
|
Cz |
|
|
|
|
|
I |
|
|
- |
і |
Трансформатор |
|
|
|
4 |
-NQZ |
|
|||
сции. |
контур |
|
|
|
|
г) |
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
Рис. 1.29. Схемы |
коллекторной нагрузки при негармонической фор |
||||||||||
|
|
|
|
ме напряжения |
на |
коллекторе. |
|
|
|
|
|
Существенно улучшить фильтрацию можно, включая |
|||||||||||
последовательный контур (Ьф, |
С ф |
табл. |
1.8) в |
индуктивную |
|||||||
ветвь П-образного фильтра. |
|
|
|
|
|
|
|
||||
Режим |
с |
|
негармоническим |
напряжением, |
в |
частности |
|||||
ключевой, как отмечалось, может быть обеспечен |
фомирую- |
||||||||||
щим контуром (см. рис. 1.25, |
а), |
параметры |
которого |
рас |
|||||||
считаны, |
например, по формулам |
табл. |
1.7. |
Заданное |
со |
||||||
противление |
нагрузки RH может |
быть |
трансформировано |
в сопротивление формирующего контура Л?! обычным П- образным фильтром (рис. 1.29, а) или П-образным фильтром с улучшенной фильтрацией (рис. 1.29, б). Иногда для уп рощения схемы используется лишь одна Г-образная ячей ка П-фильтра (Q = 0 при R0 — Ry). Тогда эта схема пре образуется в схему, показанную на рис. 1.29, в, аналогич ную схеме обычного П-образного фильтра, или П-образ-
ного фильтра с последовательным контуром (рис. 1.29, г). Значения коэффициента фильтрации по току kt указаны на этих рисунках.
При определении амплитуды тока Л/-ІІ гармоники в на грузке / # н необходимый для расчета ток на входе трансфо рмирующей схемы определяется по следующим формулам:
|
|
IN EX =- / к ма„,; |
«/v (©) |
|
|
для |
недонапряженного |
режима, |
|
|
|
|
|
/ |
и к макс |
С„ |
с\\ |
для |
ключевого |
режима. |
|
|
|
Последняя |
формула |
получена |
при |
аппроксимации на |
пряжения на индуктивности L или /_2 косинусоидальным импульсом с углом отсечки я — в .
Рассмотрим специфические особенности схем оконечных каскадов передатчиков различных диапазонов волн.
Схемы оконечного каскада с дополнительным последо вательным контуром (рис. 2 в табл. 1.8 или рис. 1.29, г) типичны для передатчиков декаметровых и метровых диа пазонов малой и средней мощности, где отсутствует спе циальное фильтрующее устройство в антенне и вся фильт рация возлагается на коллекторную цепь. Эти передатчики обычно работают в широком диапазоне рабочих частот, что требует перестраиваемого элемента в фильтре (L или Сф ). С помощью такого элемента настраивается контур, а также компенсируются изменения реактивной части сопротив
ления антенны. Кроме того, включение фильтра Ьф, |
Сф |
позволяет увеличить общую индуктивность в контуре Ъх |
= |
= L - f £-п + ^ф> ч т о в метровом и дециметровом диапа зонах (УКВ и ДМВ) облегчает задачу конструктивного вы полнения этой индуктивности как сосредоточенного эле мента схемы. Пример практической схемы выходного ка скада приведен на рис. 1.30.
Усилители, работающие в узком диапазоне частот на метровых и дециметровых волнах, обычно не имеют перест раиваемых элементов и выполняются по схемам, показанным
на рис. 1.29, |
а, в. При этом вплоть до частоты 1 ГГц мож |
||
но |
выполнить |
усилитель |
на сосредоточенных элементах L |
и |
С, изготовленных на |
основе технологии интегральных |
схем. Здесь для уменьшения влияния выводов обычно ис пользуется бескорпусный транзистор, а отвод тепла от него
осуществляется через общий корпус, с помощью которого герметизируется и охлаждается весь каскад или даже не сколько каскадов (рис. 1.31). Габариты такого устройства незначительно превышают габариты обычного транзистора соответствующей мощности. В диапазоне частот свыше 1 ГГц сосредоточенные индуктивности и емкости трудно выполнить, даже используя такую технологию, и здесь пе-
г г9оз
ЗО-гЗООлФ
_ ЬОмкГ 5ІОмІ500тГ 250м\ \г0вт;ЗНГц
ЗОВ
Рис. 1.30. Пример практической схемы выходного каскада декаметрового пере датчика. Заземлен коллектор. Настройка антенны осуществляется емкостью С.
реходят к системам с распределенными параметрами, где реактивные элементы контура и блокировочные элементы (дроссели) выполнены на полосковых линиях.
В мощных транзисторах метрового и тем более СВЧ диа пазонов сопротивление индуктивности вывода коллектора и индуктивности общего вывода может стать соизмеримым с сопротивлением нагрузки. В грубом приближении дей ствие этих индуктивностей и емкости коллекторного пере хода Сй можно учесть, если рассматривать их как линейный Г-образный трансформатор, включенный между внешними клеммами транзистора и коллекторным переходом. На грузка, которую нужно подключить к внешним клеммам с учетом действия этого трансформатора, должна быть такой, при которой сопротивление у коллекторного перехода для первой гармоники тока было бы равно расчетному Za(co). Отметим сугубо приближенный характер этой поправки по следующим причинам: трансформатор в данном случае имеет нелинейный реактивный элемент С к , причем значения ин дуктивностей выводов редко известны достаточно досто верно; при таком пересчете не учитывается действия высших гармоник и обратной связи через индуктивность общего вывода.
Цепи связи между каскадами. Связь между каскадами осуществляется с помощью реактивных четырехполюсников, которые позволяют трансформировать сопротивление входа
0,5-1,8 1,7-ЮпФ
|
|
Земля |
\ |
J- |
|
|
Место крепления коллектора транзистора.' |
|
|
||||
Рис. 1.31. Схема |
(а) |
и рисунок |
металлизации на поверхности |
пла |
||
ты (б) усилителя |
на |
2,25 ГГц, |
Р, = |
1 Вт. Емкости С ь |
С 3 |
под |
страиваются изменением числа элементов С, подключенных |
к схеме. |
последующего каскада в сопротивление нагрузки, требуемое для получения нужной мощности в предыдущем каскаде.
В отличие от контура оконечного каскада здесь при до статочно высоких коэффициентах усиления по мощности Кр целесообразно иметь уменьшенные значения к. п. д. кон тура, что обеспечивает большую устойчивость работы уси лителей.
Для трансформации импедансов могут быть использо ваны высокочастотные трансформаторы с взаимно индук тивной связью или связью через длинную линию, а также трансформирующие четырехполюсники из реактивных эле ментов,
Применение трансформаторов характерно для широко полосных или широкодиапазонных передатчиков вплоть до частот 100—200 МГц. В передатчиках узкого диапазона частот обычно используют более простые в конструктивном отношении четырехполюсники из реактивных элементов. Их применение весьма целесообразно также в диапазоне СВЧ, где реактивные элементы транзистора учитываются как часть элементов согласующего четырехполюсника.
Для этой цели наиболее удобна Т-образная схема со гласования (табл. 1.9), в которой индуктивности выводов транзисторов соединяются последовательно с реактивными элементами трансформатора. Число ячеек фильтра при этом остается минимальным, чем объясняется простота расчета и настройки. При рассмотрении цепей межкаскадных свя зей требования к фильтрации высших гармоник обычно не учитываются, однако ясно, что возможна неблагоприятная форма возбуждения последующего каскада, при которой к. п. д. его коллекторной цепи будет занижен. С этой точки
зрения тоже целесообразна Т-образная схема (табл. |
1.9), |
||
так как в ней сопротивление для высших |
гармоник |
тока |
|
в |
нагрузке велико и характер возбуждения |
приближается |
|
к |
характеру возбуждения при идеальном источнике гармо |
нического тока.
При построении многокаскадного усилителя встает важ ная проблема обеспечения стабильности его работы при из менении параметров транзисторов. Такие изменения воз можны при изменении температуры или из-за технологи ческого разбрсса параметров. В линейке многокаскадного усилителя эти изменения могут накапливаться, в резуль тате чего усилитель может оказаться неработоспособным.
Если каскады работают в перенапряженном режиме, то при изменении параметров транзисторов выходная мощ ность практически не изменяется, так "как напряжение на коллекторе выходного каскада определяется величиной на пряжения коллекторного питания Е1{. Достаточно лишь иметь запас в величине возбуждения, чтобы при всех изме
нениях параметров транзисторов |
режим оконечного каскада |
|||||||
оставался |
перенапряженным. |
|
|
|
|
|
||
Если каскады работают в недонапряженном режиме, то |
||||||||
выходная мощность каждого транзистора |
линейки |
зависит |
||||||
от его входной мощности и |
параметров, поэтому |
все |
||||||
изменения |
накапливаются в каскадах. |
|
|
|
||||
В п. |
1.1.5 было |
показано, |
что |
стабильность |
работы |
|||
кгскада |
существенно |
улучшается |
при |
возбуждении |
от |
Номер |
Схема Т-образного транс- |
|і |
|
|
|
|
||
форматора |
сопротивлений |
Формулы для расчета элементов |
|
|||||
|
|
|
|
|
|
f > R |
|
|
|
|
|
|
При выбранных |
Ra |
I |
1 |
|
|
|
|
|
|
|
1 > |
°2 |
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
S3 : |
і |
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
wL, |
і |
/ R„ |
1 |
R9 |
При выбранных R0(
(> Ri
2
0 |
J |
0 |
<aC3 = — - ( Q , — Qt) Ко
Т а б л и ц а 1.9
К. п. д
> | т - 1 |
, |
" |
|
|
Vxx |
источника тока. Соответственно схемы связи между кас кадами необходимо построить так, чтобы каждый каскад возбуждался от источника тока. На эквивалентной схеме связи между двумя каскадами (рис. 1.32) в отличие от общего случая (см. рис. 1.14, б) транзистор возбудителя заменен ис точником тока (рассматривается недонапряженный режим,
для которого такая идеа лизация принята). Схема связи здесь представлена эквивалентным четырехпо люсником с параметрами ZQ, Z X % И К. И З этой схемы
Рис. 1.32. Эквивалентная схема связи между каскадами.
следует, что последующий транзистор будет возбуж даться от источника тока, если |ZX X | > Я Э . Из это го неравенства, используя соотношения из табл. 1.9, получаем следующие тре бования к параметрам со гласующих четырехполюс ников:
Ql > С?2 > 1 |
ПРИ |
1 > 1 , |
Q 2 > Q i > 1 |
п р и |
1 < 1 - |
Этим условиям должны удовлетворять параметры со гласующего четырехполюсника для того, чтобы уменьшить нестабильности, вызванные изменением Е' и г б транзи стора.
СП И С О К Л И Т Е Р А Т У Р Ы
1.С т е п а н е н к о И. П. Основы теории транзисторов и тран
|
зисторных |
схем. |
Госэнергоиздат, |
1963. |
|
|
|||
2. |
Г е р а с и м о в е . |
М. и др. Основы теории и расчета транзи |
|||||||
|
сторных схем. Изд-во «Советское |
радио», |
1963. |
|
|||||
3. |
Б о г а ч е в |
В. |
М. и др. Расчет |
каскадов |
полупроводниковых |
||||
|
передатчиков. Изд-во МЭИ, |
1964. |
|
|
|||||
4. |
К а г а н о в |
|
В. |
И. |
Транзисторные радиопередатчики. Изд-во |
||||
|
«Энергия», |
|
1970. |
|
|
|
|
|
|
5. |
М а з е л ь |
|
Е. |
3. |
Мощные |
транзисторы. |
Изд-во |
«Энергия», |
|
|
1969. |
|
|
|
|
|
|
|
|
6. |
Н и к о л а е в с к и й |
И. Ф., И г у м н о в Д . |
В. Парамет |
||||||
|
ры и предельные режимы работы транзистора. Изд-во «Совет |
||||||||
|
ское радио», |
1971. |
|
|
|
|
|
||
7. |
R o g e r s |
J . D., W o r m s e r |
J . D . «Ргос. Nation. Electron. |
||||||
|
Conf.», 1966, |
v. |
X V I I , oct. |
3—5. |
|
|