Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Башкирский Государственный Аграрный Университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

книги из ГПНТБ / Ицхоки Я.С. Импульсные и цифровые устройства [учебник]

.pdf

Скачиваний:

101

Добавлен:

27.10.2023

Размер:

20.98 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 4243 / 6043 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 > Следующая >>>

Непостоянство

этого тока зависит

от

величины

разности 1 — /(.

При определении рабочего

перепада

напряжения

можно

полагать

Е а - У і

àUP=—-

/7 р

'='паиб = ' =

(16.21)

—

Д ^ = Ѵ

Отсюда рабочий

перепад

выходного

напряжения

AUvp

= /<ДУР s —

( £ а - - U J .

(16.22)

Следовательно,

коэффициент

использования

напряжения

питания

£ а

ЯС V

Еа j * RC

Наибольший рабочий перепад ЛИН ограничен появлением

сеточного тока

лампы Лѵ

При достаточно большом

сопротивлении

Я к достижима

величина UK2

нанб = (0,7 -г 0 , 8 ) £ а .

Начальное

же

напряжение

£УК1 = 0 , 1 £ а .

Таким

образом,

Д Окр. наиб = (0,6-f-

-і- 0 , 7 ) £ а , и

соответственно

х в а п б =

A f кр ваиб/^а S

0,6 т

0,7.

(16.24)

Для оценки коэффициента нелинейности найдем изменение

зарядного тока Ді = Ди^/Я за время рабочей

стадии. За это время

изменение напряжения AuR = AUR

обусловлено двумя причинами:

во-первых,

из-за того,

что приращение напряжения

AUKp

AUp

на величину

(1 — K)AUp;

во-вторых,

из-за протекания через кон

денсатор С0

разрядного тока

і* = /

его напряжение

уменьшается

на величину

AU0 = ІТрІС0.

Таким

образом,

AUR

( 1 - Я ) ДЬ>р + Д1/0 = ( 1 - К + С/С0 ) AUp.

(16.25)

Отсюда изменение зарядного

тока

за

время

рабочей

стадии

С \ А ^ Р /

С \

'Тр

где принято во внимание равенство (21). Согласно формуле (6)

коэффициент

нелинейности

С \

Тр

| =

== . 11- —/ СЛ4Г-4 - - —j

- —^

l= _ / <

- ^

х .

(16.27)

Из формулы (27) видно, что наибольший эффект

от

действия ком

пенсирующей э. д. с. получается при С0 =

со, когда

І = (1 — К)х.

Из

теории усилителей [123—124а] известно, что

[h RH

R« + Rn

(Rx +

Rn Y

* ^

Г»

II I

г»

Ці Як

V Hi Як

Р-іЯк-f- Я к

+ Яві

где

Ці — ^ Я в і — коэффициент

усиления

лампы

Лѵ

Следователь

но,

при С0 =

оо коэффициент |

обратно

пропорционален

р-іі и нѳ

420

представляет		труда получить £ ^ 0,01.	Однако при	большой	ем
кости С„ возрастает длительность восстановления				Тт.
Анализ il методика расчета ламповых ГЛИН с компенсирую
щей э.	д. с.	приводятся в литературе [5, 9, 178].
4.	Схема	транзисторного ГЛИН	приведена	на рис.	17,
а на рис. 18 изображены временные диаграммы				напряжений
в генераторе. Принципы работы транзисторного				и лампового

генераторов подобны, но имеются особенности, обусловлен ные специфическими особенностями транзисторов, (см. § 11.2,

Рис. 17. Рис. 18.

п. 2). Отметим, что при использовании транзисторов типа р-п-р на выходе эмиттерного повторителя формируется

линейно падающее напряжение.

Ключевой транзистор 7 2 в отпертом состоянии насыщен.

При его запирании управляющим	импульсом	получается
задержка начала рабочей стадии на	время выхода транзис
тора из насыщения. В отличие от	катодного	повторителя


входное сопротивление			эмиттерного	повторителя	конечно:
/?в х ^	(ßo + 1)/?о- При		ß0 = 50 и Rb	= 5 кОм сопротивле
ние Rnx =		250 кОм. Это сопротивление шунтирует			конден
сатор	С и	является основной причиной нелинейности фор

мируемого напряжения.

Анализ и методика расчета транзисторных ГЛИН дан

ного	типа освещены в литературе [12—15,	109, 111, 1131.
5.	Недостатками ГЛИН с компенсирующей	э. д. с. (с не-
инвертирующим усилителем) являются:
— сложность устройства (3 нелинейных прибора);
— значительное время восстановления из-за необходи
мости	установки конденсатора большой емкости С0 ;

421

— н аличие нелинейного участка в начале рабочего		хода
ЛИН, обусловленного влиянием	паразитной емкости и,
главное, током диода, который в	течение небольшого	вре

мени в начале рабочего хода остается отпертым.

§16.6. ГЛИН С КОМПЕНСИРУЮЩЕЙ Э. Д. С, ВВОДИМОЙ

ПОСРЕДСТВОМ

ИНВЕРТИРУЮЩЕГО

УСИЛИТЕЛЯ

А. ПРИНЦИП ПОСТРОЕНИЯ И ОБЩИЕ

СВОЙСТВА

ГЛИН

1. Структурная схема ГЛИН. Рассмотрим схему инте

грирующей цепи с компенсирующей э. д. с. (рис.

19). Пусть

Аек

=—Au;

тогда потенциал

Ѵы = и +

ек

const

и за-

VN=u+e,t

* -

H авых=ек=£кI{-КАѴѵ

Рис. 19.

Рис.

20.

рядный ток

i — I =(E

—

VN)IR

= const. Однако практи

чески

удается добиться

лишь

приближенного

равенства:

Аек =і — Au

или Аек

= — Д « ( 1 — е ) ,

где

положительная

величина е <^ 1. Тогда потенциал (рис. 19)

VN = U,+ Au + £к1

+ Аек

= Ut + Ек1

+ е Au =

= VNI+I\VN

(16.28)

содержит

переменную

составляющую

АѴы

= еА« <^

Au.

В равенствах

(28) индекс

1 соответствует

н а ч а л у

рабочей стадии. При подаче напряжения

VN на вход инвер

тирующего

усилителя

(рис.

20)

коэффициентом

уси

ления

К »

1 и с входным

сопротивлением

RBX ^

оо на

его

выходе

(^Вых =

образуется

напряжение

Дбк =

=—KAVN = —КгАи, которое можно использовать в ка

честве компенсирующего. Так как при этом должно выпол няться равенство Ае'к Ае,,, то КгАи (1 — г)Au, откуда

К	1—в	(16.29)
	К+1
		К

422

Чем больше коэффициент		усиления К, тем меньше е и мень
ше изменяются потенциал			и зарядный ток і. Этим и до
стигается высокая	линейность изменения			величин	Au и
А е к = — ( 1 — е)Аи = — -JL—Au ^				—AU.	(16.30)
Напряжение	и в ы х	= ек	= Еіа-\-Аек	(точнее, его

переменная составляющая) используется в качестве выход ного ЛИН. В аналоговой вычислительной технике данное устройство применяется в качестве интегратора, на кото рый вместо постоянного напряжения подается напряжение e{t), подлежащее интегрированию. Путем изменения e(t) можно управлять знаком и величиной скорости изменения формируемого в данном устройстве выходного напряжения. Это используется для ряда технических применений L179, 180].

2. Данный метод линеаризации не тождествен описан ному в § 16.5, где в принципе (при К = 1 и С0 = со) полу чается точное равенство Аек — Au и, следовательно, строго линейный закон изменения выходного напряжения. Здесь

же равенство Аек		= —Au	является невозможным, так как
для	получения на выходе		компенсирующего напряжения
Аек	= — K A V N	обязательно должно быть различие (рас
согласование) между Au и —Аек . Но чем больше К, тем это
различие меньше.
	3. Параметры	ЛИН. При определении рабочего перепа

да напряжения можно полагать зарядный ток неизменным:

i sé і т а б		=і		(0) = / =		(E-VNl)/R.	(16.31)
Соответственно	рабочие		перепады			напряжений и и и в		ы х	—
	A U		~	/Г	Е — V м ,		,	(16.32)
		P		^ =	—	^ T P
Д ^ в ы х		р =		^ Д 1 / р		- Д с / р .	(16.33)
Коэффициент	использования				напряжения		питания
_ А 1 / в ы х р		_		КШѴ	_		KTpiE-VNl)
	Е	~	(/(+!)£			(K+\)RCE	{	'	'
Наибольший	рабочий перепад напряжения ограничи

вается областью линейного режима работы усилителя. При использовании пентодов х н £ ш В ^ 0,7 -h 0,9..

423

Перепад потенциала VN В рабочей стадии A V N P = еДс/р =

=AUV/(K + 1). Поэтому изменение зарядного тока в ра

бочей

стадии

Д/ = A V w / j R = A t / p

l[R(K-\-

1)].

Следова

тельно, согласно формулам (6) и (32) коэффициент

нелиней

ности

& = —

/ g

ч ^

— «

х;

(16.35)

8десь

использовано

равенство

(34)

затем

принято

Е —

— Vm

Е. При X = 0 , 8

К =800 получим

% = 0 , 1 % !

Данный

тип

ГЛИН

является

наиболее

совершенным;

он нашел широкое применение в радиоаппаратуре.

Эквивалентная

постоянная

времени

интегратора.

Для

рас

сматриваемой

схемы

(рис.

20)

справедливы соотношения:

dVN

deK

dVN

,•

E —

~df+lt'

T = ~ C ~ =

Исключая

из них все неизвестные, кроме

VN.

получаем

dVN

АІ

f- "S— =-5-.

г д е

0э=(/С +

1) RC

(16-35)

Нэ

ö<<

Решение

этого

дифференциального

уравнения

первого

порядка

при начальном условии

VN(0) =

V N

имеет вид

VN(t)

E-(E-VNl)e-"°».

(16.37)

Так как напряжения и, иВ ых и т

о к

1 выражаются через потен

циал VN,

то все они также

изменяются

в рабочей стадии с постоян

ной времени 0Э ,

которая

в К +

1 раз

больше

постоянной

времени

простой интегрирующей #С-цепи.

5. Описанные эффекты обусловлены действием емкостной

от

рицательной

обратной

свят,

осуществляемой

через

посредство

конденсатора,

связывающего

выход

инвертирующего усилителя

с его входом (рис.

20). Идея применения такой емкостной

{безватт

ной) обратной связи между анодом и сеткой дампы усилителя с це

лью

регулировки

ее

входной

емкости

была впервые

высказана

Г. В.

Брауде

в 1930

г. [181]. Впоследствии эта же

идея была приме

нена

при

разработке

электронных интеграторов

рассматриваемо

го

типа

(они известны в

иностранной

литературе

под

названием

интеграторов

Миллера

[182]),

которые

широко

используются

ГЛР1Н,

называемых

фантастронами

[16,

183,

184].

424

Б. ЛАМПОВЫЙ ГЛИН С ЕМКОСТНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

6. Принципиальная схема ГЛИН данного типа (рис. 20) изображена на рис. 21. Основными элементами ГЛИН явля ются интегрирующая RC-цепъ и инвертирующий усилитель на пентоде. Анодное напряжение иа (оно играет роль ком пенсирующей э. д. с. ек ) в сумме с напряжением и на кон-

1	і
	и,

			Рис.	21.
денсаторе		подается на	вход	усилителя:	VN	= и -f- « а	=»
= исХ	(точки 1—4 принципиальной схемы совпадают с точ
ками	/—4	структурной	схемы). Пентод		управляется		по
3-й сетке прямоугольным импульсом Uy >					0,	который	от

пирает пентод по анодному току в рабочей стадии. Диод

служит для фиксации напряжения исз

3-й сетки (во

вре

мя действия импульса

иу)

на нулевом уровне.

таков:

Режим

покоя ГЛИН (в стадии ожидания)

а) пентод заперт по анодному току (га = 0) смещающим

напряжением

Еся

< 0

в цепи 3-й

сетки

(рис. 21);

и =»

б)

ток

конденсатора і

= 0 и

напря5кение

на

нем

= U-а =

— £ а

(так как

іх

t'a — i = 0);

в)

пентод приоткрыт по току

управляющей сетки

/ с 1

=•

так

как /-с+.к <^g; R >

1 МОм, т о ' « с 1 = UcXn

г)

протекает значительный ток 2-й

сетки

і с 2

/ с 2 п .

Запуск

ГЛИН.

При

воздействии

импульса

«у >

напряжение и с 3

становится

близким к

нулю

возникает

анодный

ток;

он

складывается

из токов

іх и

с :

і а = ' ' і

(рис. 21). Это вызывает быстрое небольшое снижение напря жения «а , которое через конденсатор С передается на уп-

425

равляющую сетку*'. Можно показать, что величина этих начальных перепадов напряжений близка к пороговому


напряжению			пентода	(по	управляющей	сетке):		AUa =
= AUC1		= I Uaov \|/(1 + D) SÈ I Unov \, где				D «	1 -	про
ницаемость лампы.
Наиболее существенным результатом процесса запуска
является		запирание		пентода по сеточному		току	(игл <с О,
іс1	= 0 ) , в результате			чего в течение всей		рабочей		стадии
ток	разряда		конденсатора		і = і2 — (Е — ucl)/R		меняется

	Рис. 22.
весьма слабо — лишь в той мере, в какой		меняется	напря
жение [ « с 1 I <	Е.	ГЛИН состояние
Возникающее сразу же после запуска		ГЛИН состояние
соответствует	н а ч а л у рабочей стадии	(/\ = 0);	оно ха

рактеризуется начальными значениями токов и напряжений (рис. 21):

	:	£ц1 ~ ^аі — ^а			I ^пор I
VN	= ucl -	VNi	= t / c l	ss —I Umv		I,	(16.38)
	І = 'напб = 1 = (^а -			VfiVR	=	(Ea + I У n o p \|)/Ä.
	9. Динамическая			характеристика анодного			тока пенто
да	изображена		на рис. '22. Состоянию покоя				соответствует

точка Ма. Прямая		MnG выражает зависимость от анодного
напряжения тока іх (рис. 21). Так как іа — іг + і ^			г\ - f /,
то прямая	M i M 2	II MnG выражает динамическую	характе
ристику га	=Fd(u&).	Началу рабочей стадии соответствует

*' Из-за влияния паразитных емкостей возникающие при за пуске ГЛИН процессы имеют конечную длительность, но она пре небрежимо мала сравнительно с длительностью рабочей стадии.

426

точка

В рабочей

стадии изображающая

точка

переме

щается от точки Мх

до точки M г на линии OK критического

режима

лампы.

10. Временные диаграммы процессов в ГЛИН представ

лены на рис. 23. При

/ <

ti отображено состояние ГЛИН

в стадии

покоя.

В рабочей

стадии

(t >

tx) действуют зако

номерности,

описанные

разд. А.

Вследствие

про

текания

тока i

і2

а* /

= const напряжение —и

на

конденсаторе

убывает.

С этим связано уменьшение

компенсирующей

э. д. с.

е к

и&.

При этом

благо

даря

большой

величине

коэффициента

усилен и я

/( >

величина

Аек

—

= Аиа = —Ди/С/(/С

+ 1 ) ^

—Au

почти

полностью

компенсирует

изменение

напряжения

на

конденса

торе. Но так как все же

Au < I Aua

|, то « с 1 = VN

— и + «а

несколько

воз

растает, что и вызывает уве

личение

токов

іа

Іу и,

следовательно,

уменьшение

напряжения

иа

= ек.

При

ращение

напряжения

Аил

= A VN

= Au + Диа =

=Аи —

К Au

Рис. 23.

К + 1

(16.39)

и так как коэффициент усиления

каскада

•

K=SRa=S(RJRBtR)

(16.40)

может достигать сотен единиц, то Ацс 1 <

Au. Поэтому изме

нение

тока

конденсатора

Ai = AVN/R С

что и

опреде

ляет высокую линейность изменения напряжений

и и иа.

11. Стадия восстановления. По достижении изображаю

щей точкой

точки

М 2

(рис. 22), где крутизна

S = 0, даль

нейшее нарастание анодного тока становится

невозможным.

427

Теперь изображающая точка может перемещаться только по линии Л12 0 (вниз).Поэтому, начиная с момента /2 (рис. 23), скорость изменения иа резко уменьшается. Но до достиже ния точки G (рис. 22) ток заряда / = / а — іх > О, и напря жение и продолжает нарастать. Это приводит к быстрому

возрастанию	напряжения ис1 — и + иа, которое в некото
рый момент tL	(в точке L) проходит через нуль, а затем ста

новится положительным. В результате появления сеточ


ного тока зарядный ток і = і.г				— / с 1 быстро			уменьшается,
и в момент ta (в точке G) ток і — 0, т. е. /2 =							/ с 1 и ток ^ =
= г'а. В	точке G система		находится		в устойчивом			равнове
сии, которое продолжается до момента						окончания			дейст
вия управляющего импульса. В этот момент лампа									запи
рается по анодному току, и через конденсатор								начинает
протекать ток іл = —і		в обратном			направлении,			замыкаю
щийся через сопротивление гс+-к				<^	Ra.	При этом напряже
ние I и	I нарастает, а ток j і1 = іх			падает по экспоненциальному
закону	с постоянной	времени		Ѳ В =Ё RaC;			соответственно
напряжение иа нарастает.			Через время
	7 у - З Ѳ в =			З Я а С				(16.41)

практически устанавливается исходное состояние покоя ГЛИН.

12. Если управляющий импульс заканчивается до достиже ния изображающей точкой линии критического режима, то в мо мент / и лампа запирается (/а = 0) и ток /, скачкообразно умень шается. Образующийся в результате этого перепад напряжения иа передается через конденсатор на управляющую сетку. Напряжение

и с )	становится положительным и возникает							сеточный ток ( с 1 =
=	i'i +	(2,	где	ток	»! = — I протекает		через	канденсатор		(начи
нается		стадия		восстановления).
	13.	Параметры ЛИН. Из динамической характеристи
ки (см. рис. 22) видно, что наибольший рабочий									перепад на
пряжения
	- Д ^ а р н а и б ^ а і - ^ а 2 = £ а - \| ^ п о р \| - Ц > „ .									(16.42)
где UaK		= Ua2— критическое напряжение,						соответствующее
точке		М2.	Для		пентодов	лучших	типов \| Ump		\| - f UaK		es
^	0,1 Еа,		и	наибольший		коэффициент		использования			на
пряжения

428

Согласно формуле (35) при Е = Ев коэффициент нелиней ности

с	ИцачО	^ а	^ * н а и б		(16 44)
	К Ea +		\UBop\
Если # а = Я в « Я , то R, = R\\Ra\\Ra^RB/2,					откуда:
K = SR0<*±;		^ - ^ s ^ - 8		.	(16.45)
	2		(X	il

Согласно формулам (32) и (33) длительность рабочей ста дии

T ^-^J^RC	~	Д ^ а р	/?С,	(16.46)
где учтены также равенства (38).
В. ТРАНЗИСТОРНЫЙ ГЛИН С ЕМКОСТНОЙ
ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
14. Принципиальная	схема	ГЛИН	изображена на

рис. 24. При использовании транзистора типа р-п-р уп равляющий импульс напряжения иу < 0 подается на базу

Рис. 24. '

Рис. 25.

транзистора через разделительную цепь Rc— CQ и диод Д*\ Основная особенность в работе транзисторного ГЛИН обусловлена тем, что входной ток транзисторного усилителя не равен нулю. Анализ сравнительно медленных процессов

*> Схема с диодным ключом в базовой цепи отличается просто той и широко применяется на практике. В принципе же диодный

ключ можно	заменить транзисторным; тогда напряжение подпора
£ б подается	на эмиттер транзистора.

429

<<< < Предыдущая 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 4243 / 6043 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке книги из ГПНТБ