Следовательно, выходное напряжение детектора отношений пропор ционально среднему уровню сигнала, а также отношению выходных на пряжений U1ВЫХ и Uu вых амплитудных детекторов. Отношение Ui вых/ и п вых зависит от отклонения частоты сигнала, и на него прак тически не влияет амплитудная модуляция сигнала.
Сфизической точки зрения нечувствительность дробного детектора
кпаразитной амплитудной модуляции объясняется следующими при чинами. При изменении амплитуды входного сигнала изменяются уТлы
отсечки токов диодов Дх и Д 2 и соответственно коэффициенты передачи и входные сопротивления амплитудных детекторов. Входные сопротив ления шунтируют контуры частотного детектора и тем самым изменяют величину напряжений на них. В этом смысле диодные детекторы при неизменном U0 выполняют в схеме роль диодных ограничителей ам плитуды колебаний на контуре усилительного каскада. Так, увеличе ние амплитуды входного сигнала вызывает рост углов отсечки токов диодов. Благодаря этому уменьшаются входные сопротивления и коэф фициенты передачи амплитудных детекторов. Уменьшение доброт ности контуров, вызванное шунтирующим действием входных сопротив лений детекторов, приводит к падению амплитуды напряжения на контурах txeMbi, т. е. паразитная амплитудная модуляция сигнала подавляется.
Наличие преобразователя модуляции в схеме детектора приводит к возникновению амплитудной модуляции колебаний на входах ам плитудных детекторов, которая появляется под действием частотной модуляции сигнала. Казалось бы, что и в этом случае амплитудные ог раничители должны ее подавлять. Однако этого не происходит. Дело в том, что паразитная амплитудная модуляция сигнала вызывает од новременное изменение амплитуд напряжений на входах амплитудных детекторов. Поэтому результирующее входное сопротивление изме няется в такт с изменением огибающей входного сигнала, что в конеч ном счете и приводит к подавлению паразитной амплитудной модуля ции сигнала.
При модуляции амплитуды, вызванной частотной модуляцией сигнала, огибающие напряжений на входе амплитудных детекторов находятся в противофазе. Благодаря этому результирующее входное сопротивление амплитудных детекторов остается практически неиз менным во времени и слабо зависит от отклонения частоты входного сигнала.
Степень подавления сопутствующей амплитудной модуляции в зна чительной мере определяется симметрией плеч частотного детектора. Для этого в схему включают небольшие сопротивления R 3 и и вы бирают напряжение U2, равное 0,5 Uv В результате последней меры, кроме того, уменьшаются нелинейные искажения выходного напря жения, вносимые частотным детектором. Резистор R5 устраняет резо нанс в цепи, образуемой катушкой L3 и конденсатором Св. Интегри рующая цепочка ^ еС7 препятствует проникновению сигнала промежу точной частоты в тракт УНЧ и компенсирует предыскажения, создавае мые в передатчике для подчеркивания высших частот. Напряжение
к УНЧ подводится через разделительный конденсатор С8 от потен циометра R 7.
В заключение отметим, что подавление паразитной амплитудной модуляции в дробном детекторе зависит от частоты модуляции. Низко частотные флюктуации амплитуды, период которых больше постоян ной времени инерционного фильтра Rx R 2C5, практически не подав ляются детектором. В отсутствие АРУ медленные изменения амплиту ды ЧМ сигнала вызывают искажения выходного напряжения ЧД, иначе говоря, детектор искажает передаваемое сообщение. Поэтому схему дробного детектора обычно применяют в сочетании с АРУ, цс- пользуя в качестве регулирующего напряжение на конденсаторе Ct.
Рис. 9.9
Детекторы с кварцевыми резонаторами. Наряду с рассмотрении' ми типами существуют частотные детекторы, использующие кварцевые резонаторы. Основными особенностями этих устройств являются:
1) высокая стабильность переходной частоты со0 детектора; 2) боль шая крутизна 5 ЧД детекторной характеристики; 3) малый раствор Пя характеристики детектора.
На рис. 9.9 изображена схема такого детектора, принцип дейст вия которого аналогичен принципу работы детектора на расстроенных контурах. В преобразователе вида модуляции этого детектора исполь зуются кварцевые резонаторы Kbi и Квп. Эквивалентная схема квар цевого резонатора K bi с учетом шунтирующей его катушки индуктив ности Lj приведена на рис. 9. ГО, а на рис. 9.11 показана зависимость модуля сопротивления | Z\ | параллельно соединенных кварца и катуш ки от частоты. Как видно из рис. 9.11, рассматриваемая цепь имеет один последовательный резонанс на частоте со,/, зависящей только от параметров кварца Lq и Cq, и два параллельных резонанса на частотах со/ и со/1, определяемых всеми элементами, входящими в эквивалент ную схему рис. 9.10. На рис. 9.11 пунктиром изображена зависимость | Z\ | от со с учетом потерь, вносимых элементами, шунтирующими кварц. Точно такая же зависимость характерна и для нижней ветви схемы,
содержащей кварц Квц. Отличие заключено в величинах собственной частоты кварца coj и частот параллельного резонанса (о'{ и «щ.
При изменении частоты сигнала анодные токи ламп Лх и Л 2 будут изменяться в соответствии с изменением модуля сопротивлений | Z, | и \Zu\- Резонансные контуры в анодных цепях настроены на среднюю
о
Рис. 9.10
частоту детектора и являются широкополосными. На выходе схемы частотного детектора образуется разность напряжений, которая в пер вом приближении может быть представлена как
U, |
= |
p [ |Z i |- |Z „ |] , |
|
|
|
|
(9.37) |
где р, — коэффициент пропорциональности. |
|
с |
формулой |
(9.37) |
Детекторнаяхарактеристика |
в соответствии |
построена нарис. 9.12. |
Для этого из кривой I (рис. 9.12, а) графически |
|
|
|
вычитается кривая II. Результи |
|
|
|
рующая |
кривая |
рис. |
9.12, |
б яв |
|
|
|
ляется |
детекторной характеристи |
|
|
|
кой кварцевого частотного детекто |
|
|
|
ра. Линейность характеристики и |
|
|
|
ее форма зависят от выбора собст |
|
|
|
венных |
резонансных частот |
квар |
|
|
|
цев <Од и (о'д, а также частот парал |
|
|
|
лельного |
резонанса. |
Изменение |
|
|
|
последних |
достигается путем соот |
|
|
|
ветствующего |
подбора |
величины |
Рис. 9.12 |
|
|
шунтирующей |
|
кварц |
индуктив |
Основным недостатком |
|
ности. |
|
|
|
является относи |
кварцевых детекторов |
тельно малая величина раствора детекторной характеристики и слож ность в изготовлении или подборе кварцевых резонаторов. Это ог раничивает область применения подобных схем.
Существует ряд схем частотных детекторов, которые в ос новном нашли применение в системах АПЧ гетеродина приемника. К ним следует отнести модуляционные детекторы, апериодические и детекторы нулевых биений.
Более подробные сведения о схемах детекторов и их характеристи ках можно найти в [3, 4].
9.3.Особенность работы частотных детекторов
вимпульсном режиме
Вприемниках импульсных сигналов частотные детекторы приме няются в качестве дискриминаторов системы АПЧ гетеродина.
Наибольшее распространение получила схема дискриминатора на расстроенных контурах, поскольку она обладает относительно высо кой крутизной и большим раствором детекторной характеристики. Однако ей присущи некоторые особенности, связанные с импульсным входным воздействием.
Пусть на вход схемы, изображенной на рис. 9.6, подается последо вательность радиоимпульсов, длительность которых равна tn, период повторения — Тш а частота заполнения импульса — сос.
Огибающая напряжения на колебательном контуре при воздействии одиночного радиоимпульса, частота заполнения которого отлична от резонансной частоты контура, характеризуется соотношением (6.75). По аналогии с (6.75) запишем выражения для огибающих напряжений на 1-м и 2-м контурах дискриминатора соответственно:
UI (т) = —Уманс |
1 |
е-2х — 2e-T cos |
т, |
|
V l + l i |
|
|
|
|
(9.38) |
Uu ( t ) = |
|
|
|
|
|
— |
|
1 + |
е_2т — 2e~Tcos Hn t , |
|
V i + I h |
|
|
|
|
|
где Uмакс — максимальные амплитуды сигналов |
на |
обоих контурах |
(полагаем, что они |
равны); |
|j |
= |
(сос— coi)/a; |
= |
(юс — (Оц)/а — |
обобщенные расстройки 1-го и 2-го контуров соответственно; т = at — безразмерное время; a — половина полосы пропускания контуров, рад/с (а = яП).
Поскольку отклонения частоты сигнала удобно отсчитывать от носительно переходной частоты ®0 дискриминатора, преобразуем со
отношения для обобщенных расстроек |
и |ц следующим образом: |
|
?i: |
СОс — Юо — |
Дсо0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
(9.39) |
|
? |
о)с — Юо + До)0 |
f | |
t |
|
|
|
6 i i — |
------------------------------— |
S “г |
?.o> |
|
где §0 = |
A«)0/a — обобщенная |
расстройка |
контуров |
относительно |
частоты |
ю0. |
|
|
|
получаем |
|
Подставляя выражения (9.39) в (9.38), |
|
|
£ЛМ = ^макс |
|
— 2е Tcos(^— | р) т |
(9.40) |
|
|
1-Н £-Ы 2 |
|
|
|
|
|
|
^п (т) —^макс |
|
— 2e r Tcos(g+ j o ) т |
(9.41) |
|
|
1+ (| + |о)2 |
|
|
|
|
|
Как правило, напряжения видеоимпульсов (9.40) и (9.41) с вы ходов амплитудных детекторов дискриминатора порознь усиливаются и подвергаются пиковому детектированию. Поэтому проводимый ана лиз справедлив при условии, что период повторения Т п импульсов намного больше их длительности t„, а также, что к моменту прихода очередного импульса переходный процесс, вызванный воздействием предыдущего импульса, завершился.
При воздействии последовательности радиоимпульсов на выходе пиковых детекторов устанавливаются постоянные напряжения, про порциональные значению огибающих в момент окончания импульса. Разность этих напряжений является выходным напряжением частот ного дискриминатора
Uеых = г/максЯРЧ>(S, 5о, ти)» |
(9.42) |
где К р — результирующий коэффициент передачи амплитудного де тектора, видеоусилителя и пикового детектора,
|
|
1 + е |
|
2Т“ — 2е Хис о 5 ( 1 - Ы т и |
|
Ч > ( 5 . g o . т и ) |
= |
] |
|
/ 1"+ (1 -Ы 2 |
|
V |
+ е |
2т“ - |
|
2е |
11 cos (j + £о)*и. |
(9.43) |
|
|
1 + ( £ + 1 о ) а |
|
|
|
|
|
= |
atc |
|
Прежде чем перейти к выяснению особенностей детекторной харак теристики ф(£, |о, ти), обратимся к рис. 9.13. На рис. 9.13, а показана зависимость огибающей напряжений на 1-м и 2-м контурах дискрими натора в момент окончания импульса от обобщенной расстройки |.
Волнообразный характер удаленных от центра участков кривых, как было ска зано в § 6.6, вызван биениями между установившимися и собственными коле баниями контуров дискриминатора. Детекторная характеристика, изобра женная на рис. 9.13,6, получается пу тем графического вычитания кривой И из кривой I.
Особенностью этой характеристики является образование дополнительных нулей, которые приводят в системе АПЧ к следующему эффекту. Обычно в ста ционарном режиме частота входного пре образованного сигнала близка к основ ной переходной частоте ю0 детектора. Расположенная в окрестности этой ча стоты область расстроек является об ластью устойчивого равновесия системы
АПЧ. Наличие дополнительных переходных частот у дискримина тора вызывает образование дополнительных областей равновесия си стемы, в которых знак производной детекторной характеристики сов падает со знаком производной участка, примыкающего к частоте ю0. Вследствие этого возможна ложная настройка системы АПЧ, т. е. настройка приемника на частоту принимаемого сигнала будет произ ведена со значительной погрешностью [3]. Устранить указанный не достаток можно, лишь только снижая добротность контуров, а следо вательно, уменьшая крутизну детекторной характеристики.
О |
2,0 4,0 |
6,0 |
£ |
|
S |
|
|
Рис. 9.14 |
|
|
|
На рис. 9.14 изображены детекторные характеристики |
ф (|, |
£0, ти) |
в функции от обобщенной расстройки | для различных значений пара метров £0 и ти. Как видно из рисунков, детекторные характеристики существенно зависят от параметра ти. С уменьшением ти увеличивается раствор Я„, но падает крутизна S 4R характеристики и появляются участки с дополнительными переходными частотами.
Нетрудно убедиться, что детекторная характеристика ф (£, §0, т„) в импульсном режиме при ти-»-оо совпадает с характеристикой (9.25) детектора непрерывного сигнала. Это происходит в двух случаях: либо при стремлении длительности импульса к бесконечности, либо при существенном расширении полосы пропускания контуров дискри минатора. В этих случаях переходные процессы в контурах не влияют на форму детекторной характеристики. Однако уже при ти ^ 2,0 де текторные характеристики частотных детекторов в обоих режимах до вольно близки для не очень больших расстроек £, а ложные частоты отстоят так далеко от основной переходной частоты, что ложная на стройка системы АПЧ практически исключается.
9.4. Амплитудные ограничители
Чувствительность большинства схем частотных детекторов к пара зитной амплитудной модуляции сигнала обусловливает необходимость устранения ее в каскадах, предшествующих детектору, В приемнике
этой цели служат амплитудные ограничители, которые в общем случае состоят из нелинейного элемента и избирательной цепи и должны удовлетворять в основном следующим требованиям:
1) амплитуда 1-й гармоники напряжения на избирательной на грузке ограничителя должна оставаться постоянной при значительном изменении амплитуды сигнала на входе;
2) ограничитель не должен искажать частотной (фазовой) модуля ции сигнала, т. е. полоса пропускания его избирательной цепи должна
быть больше ширины спектра сигнала.
О качестве работы ограничителя судят по амплитудной характери стике, которая представляет собой зависимость амплитуды 1-й гармо ники выходного напряжения от ампли туды напряжения на входе. Примерный вид амплитудной характеристики реаль ного ограничителя приведен на рис. 9.15 (кривая /). Там же изображена идеали зированная характеристика ограничи теля (кривая 2). Как видно из рис. 9.15, обе характеристики имеют начальный участок, где выходное и входное напря жения связаны между собой линейно.
При превышении входным колебанием некоторой величины, называемой порогом ограничения Дпор, насту пает режим ограничения. Участок характеристики, расположенный справа от Unop, является рабочим. На этом участке амплитуда вы ходного напряжения поддерживается постоянной. Обычно ограничи тель, у которого Unop — 0, называют идеальным.
Для оценки эффективности подавления амплитудной модуляции используют отношение коэффициентов модуляции на выходе и входе ограничителя. Очевидно, что для идеального ограничителя это отно шение равно нулю. У реальных же ограничителей оно больше нуля, но существенно меньше единицы. Чем ближе указанное отношение к ну лю, тем лучше работает ограничитель. Для того чтобы ограничитель работал качественно при малых входных сигналах, величину Unop стремятся свести к нулю. Однако практически создать такой ограни читель не представляется возможным. Лучше всего этому требованию отвечают ограничители на полупроводниковых триодах, обладающие
вотличие от ламповых малым порогом Unop.
Внастоящее время применяются транзисторные, ламповые и диод ные амплитудные ограничители. Принципы работы ограничителей на лампах и транзисторах близки. В том и другом случае используется
эффект отсечки соответственно анодного и коллекторного токов.
На рис. |
9.16. изображены резонансный усилитель, |
выполненный |
на лампе Л „ |
и ограничитель на пентоде-Л 2 с короткой |
характеристи |
кой. Для обеспечения эффективной работы схемы, начиная с малых уровней входного сигнала, напряжения питания анода и экранирующей сетки Л 2 выбираются малыми. Чаще всего на анод подают напряжение, равное 15—20 В, а на экранирующую сетку — 20—ЗО В. В таком
ззв
режиме анодно-сеточная характеристика пентода сдвигается вправо и напряжение отсечки анодного тока становится малым.
Принцип работы пентодного ограничителя поясним с помощью диаграммы на рис. 9.17. На этом рисунке изображены анодно-сеточная характеристика лампы Л 2 и входное напряжение, .модулированное
по амплитуде. Лампа Л 2 работает с отсечкой анодного тока, а ее вход ная цепь является сеточным детектором. Поскольку ограничитель должен быть безынерционным по отношению к огибающей сигнала, постоянная времени цепи RcCc-выбирается меньшей периода макси
мальной частоты паразитной амплитудной модуляции сигнала, т. е- таким образом, чтобы смещение на сетке лампы следовало за измене нием огибающей входного сигнала. При увеличении амплитуды сигнала увеличивается сеточный ток лампы Л 2, а следовательно, и смещение в цепи сетки. Благодаря этому угол отсечки и амплитуда анодного тока лампы Л 2 мало меняются с течением времени, что обусловливает по стоянство амплитуды 1-й гармоники тока в избирательной нагрузка
ограничителя.
Степень подавления паразитной амплитудной модуляции в огра ничителях такого типа зависит от коэффициента передачи сеточного
детектора и его инерционности. Стремление сделать детектор безы нерционным часто приводит к чрезмерному уменьшению сопротивления R c. При этом следует иметь в виду, что резистор R c, шунтируя контур усилителя, снижает его коэффициент усиления и ухудшает изби рательность.
Схема транзисторного ограничителя приведена на рис. 9.18. Для уменьшения порога (Упор на полупроводниковый триод подают пони женное коллекторное напряжение. При изменении амплитуды сигнала на входе ограничение амплитуды кол лекторного тока достигается за счет его отсечки, а также за счет перехода
этого тока в область насыщения. Амплитудные характеристики рас
смотренных ограничителей прибли зительно одинаковы. Отличие их за ключается в величине порога Нпор. Так, у транзисторного ограничителя порог составляет десятки милливольт, а у лампового — единицы вольт.
Подробный расчет этих ограничителей проведен в [5, 6].
Для улучшения амплитудной характеристики ограничителя часто применяется каскадирование, т. е. последовательное включение не скольких ограничителей. При этом по мере роста числа каскадов рабочий участок характеристики становится более пологим, стремясь принять горизонтальное положение.
Принцип работы ограничителя на диодах отличается от рассмот ренного. На схеме, изображенной на рис. 9.19, диоды подключены параллельно контуру усилителя. Они соединены встречно и заперты напряжениями £ о1 и Ео2 соответственно. В те моменты времени, когда оба диода закрыты, они не влияют на работу усилителя. Если напря жение на контуре превысит один из уровней запирания, например £ 01, то соответствующий диод (в данном случае Д х) станет токопрово дящим. Внутреннее сопротивление открытого диода мало, поэтому в те чение времени, когда диод Д 2 открыт, он шунтирует контур усилитель ного каскада, снижая тем самым мгновенное напряжение на его выходе. Наряду с поддержанием выходного напряжения усилителя постоянным
ограничитель расширяет полосу пропускания контура и ухудшает его избирательность.
Если диодный ограничитель применен в одном из усилителей много каскадного УПЧ, то расширение полосы одного каскада не отразите# на общей избирательности приемника. В случае же применения много каскадных ограничителей указанный недостаток может значительно ухудшить избирательность приемника в целом.
Расчет диодного амплитудного ограничителя можно найти, на пример, в [7].
Таким образом, паразитную амплитудную модуляцию сигнала мож но устранить с помощью амплитудных ограничителей. Применение частотных детекторов в сочетании с ограничителями позволяет создать демодуляторы ЧМ колебаний, а также дискриминаторы систем АПЧ, нечувствительные к амплитудной модуляции сигнала.
9.5. Общие сведения о фазовых детекторах
Во многих радиотехнических системах используются сигналы, фаза которых содержит полезную информацию. Аналитически колеба ние, подверженное фазовой модуляции, имеет следующий вид:
«с (t) = U0 cos [оУ + |
ср (0 + ФоЬ |
(9.44) |
где Uc, и0, ф0 — амплитуда, частота |
несущей и начальная фаза сиг |
нала соответственно; ф (t) — некоторая функция.
Характер изменения функции ф (t) зависит от назначения радио технической системы. В одних системах ф (t) является детерминиро ванной функцией времени, в других — случайной величиной, в тре тьих — случайной функцией времени [8].
Фаза колебания (9.44) зависит от функции ф (0. Например, если Ф ( t ) постоянна в течение времени от 0 до Т, то фаза сигнала изменяется линейно. В противном случае закон изменения фазы отличен от ли нейного.
Как правило, извлечение полезной информации, заложенной в функ ции ф (t), осуществляется путем сравнения фазы принимаемого сигнала с фазой другого колебания. Устройство, преобразующее разность фаз сравниваемых колебаний в напряжение, называется фазовым детек тором.
Фазовые детекторы широко используются в разнообразных радио технических устройствах. Наиболее часто они применяются в качестве демодуляторов фазо-модулированных сигналов, фазовых дискримина торов систем фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) [9], детек торов амплитудно-модулированных сигналов и, наконец, являются основным элементом коррелятора —■устройства, вычисляющего кор
реляционную функцию случайного процесса.
В общем случае фазовый детектор является шестиполюсником (рис. 9.20), имеющим два входа и один выход. На входы детектора по даются два напряжения мх (0 и и% (t). Обычно напряжение «2 (0 на-
