книги из ГПНТБ / Прикладная спектрометрия с полупроводниковыми детекторами

Изменить расположение полюсов передаточной функции можно, включив параллельно конденсатору С | резистор RK, ве­ личина которого, как будет показано ниже, довольно велика, так что доля постоянно составляющей R\ f(Ri+RK), передавае­ мая на вход выходной секции, незначительна. При этом переда­ точная функция Н (s) становится равной

стоянной составляющей, передаваемой через резистор Rl;, со­ ставляет несколько процентов. Дополнительной регулировкой режимов элементов выходной секции можно установить потен­ циал на выходе предусилителя вблизи нулевого уровня.

Рассмотренные схемные решения — общие для предусилите­ лей, используемых при спектрометрии ионизирующих излучений с помощью ППД. В результате интенсивных исследований, на­ правленных на снижение уровня собственного шума, повышение загрузочной способности, уменьшение зависимости входного шума и коэффициента усиления от полной входной емкости, предложены различные варианты входных секций, на которых целесообразно остановиться подробнее.

Предусилители с резистором в цепи обратной связи. Этот тип предусилителя (рис. 2.3, а) наиболее распространен, так как позволяет осуществлять стабилизацию усиления и режима за счет обратной связи через С/ и Rf соответственно. В боль­

повторитель Уайта, либо эмиттерный повторитель на составных транзисторах. Следящая обратная связь С,- увеличивает значе­ ние коэффициента усиления с разомкнутой обратной связью до значения Ko^SRg при R ^ R пых, где Rg — динамическая нагруз­ ка каскодион пары; 5 — крутизна вольт-амперной характери­ стики полевого транзистора; /?э — нагрузка в цепи эмиттера Г2;

70

ли или единицы миллисекунд. В некоторых схемах резистор Rf подключен не к выходу зарядочувствительной секции, а непо­ средственно на корпус, что приводит к значительному увеличе­ нию постоянной времени входной цепи. Такое включение в боль­ шинстве случаев не дает каких-либо преимуществ, так как, вопервых, размыкается цепь обратной связи по постоянному току и, во-вторых, резко увеличивается вероятность наложений им­ пульсов.

Несколько иная схема первой секции предусилителя, выпол­ ненная исключительно на полевых транзисторах, описана в ра­ боте [14]. При небольшом уровне шума эта схема требует до­ статочно «деликатного» обращения, так как использование источника напряжения +100 В для питания головного каскада может привести к пробою первых двух транзисторов*

Предусилители без резистора обратной связи. Резистор R/ не является необходимым элементом головного каскада и принципиально можно реализовать схему, состоящую только из ППД и полевого транзистора. Так как через R,- осуществляется подача оптимального потенциала на затвор полевого транзи­ стора, а токи, идущие через R,, изменяются со временем, то основная проблема — в обеспечении достаточно длительной ста­ бильности первой секции предусилителя.

В первых вариантах [15] эту задачу решали, тщательно от­ бирая ППД и полевой транзистор, но это малопроизводительная процедура, так как обратный ток ППД, как правило, превышает ток затвора полевого транзистора. Еще большие трудности свя­ заны с изменением ионного тока детектора, зависящего от энер­ гии, расходуемой в детекторе в единицу времени на образова­ ние дырок и электронов. Более совершенная схема, предложен­

рис. 2.3,6). В такой схеме достигается почти полная нейтрали­ зация межэлектродных емкостей за счет применения следящей

Используя генерацию пар носителей заряда в области за­ твор — сток полевого транзистора, можно замкнуть цепь об­ ратной связи и обеспечить нейтрализацию заряда, поступающего во входную цепь. В результате применения такой схемы в рабо­ те [13] уровень собственного шума был снижен до A£Si= = 82 эВ.

72

Предусилитель с пассивными входными элементами. Этот тип предусилителя, основанный на принципе параметрического усиления, был впервые предложен авторами работы [17]. Вход­ ная часть схемы — резонансный контур с собственной резонанс­

держивает в контуре незатухающие колебания, а цепь обрат­ ной связи CjRf обеспечивает стабильность амплитуды колеба­ ний. Заряд, возникающий в ППД, изменяет емкость перехода диодов Д ь Дг и приводит к кратковременному отклонению соб­ ственной частоты колебаний контура от резонансной сор. Это со­ провождается уменьшением амплитуды высокочастотных коле­ баний. На выходе системы после усиления и детектирования возникает импульс с амплитудой, пропорциональной заряду, об­ разованному в ППД. Схема параметрического усиления имела уровень собственных шумов A£Si=0,64 кэВ при температуре 77 К. Дальнейшее снижение шума, по-видимому, трудно осуще­ ствить из-за диэлектрических потерь в элементах входной цепи и ряда других причин, связанных с особенностью параметриче­ ского усиления [18]. Кроме того, описанная схема достаточно сложна в изготовлении и настройке и не нашла широкого при­ менения, тем более что значительно лучшие результаты были вскоре получены с зарядочувствительиыми предусилителями на полевых транзисторах.

Предусилители с электроннооптической обратной связью. Впервые схема такого предусилителя, обеспечивающего высо­ кое энергетическое разрешение, была опубликована в работе [19]. Основное отличие ее — в способе подачи отрицательной обратной связи на вход полевого транзистора (см. рис. 2.3, г), которая осуществляется светодиодом Д2 из As—Ga, включен­ ного последовательно с резистором R. Если напряжение на вы­ ходе зарядочувствнтельной секции равно Двых, то ток диода 1%—Uпых/R обусловливает световой поток, часть которого попа­ дает на светочувствительную область затвор — канал Ти При этом в цепи затвора генерируется ток, пропорциональный току h'-

/ 3 = ф/ 2 = ФUBhj R .

Если коэффициент связи Ф выбрать равным примерно 10~10, а

— 100 Ом, то h = UbuJ R / , где R / = R / Ф, что эквивалентно на­ личию в цепи затвора резистора обратной связи с сопротивле­ нием R / около 1012 Ом. Однако в отличие от обычных высоко­ омных угольных резисторов эквивалентное сопротивление R / не связано с дополнительными источниками шумов, обусловленных флуктуациями проводящего слоя, зависимостью активной части импеданса от частоты, паразитной емкости и т. п. Такая схема позволила уменьшить собственный уровень шума предусилителя

73

до A£S1=115 эВ (гауссовское формирование с пиковым време­ нем 16 мкс [20]). Дополнительное преимущество схем с опти­ ческой обратной связью — возможность применения в них све­ точувствительных полевых транзисторов на «ножке» из ВеО или

На рис. 2.4 представлена структурная схема зарядочувстви- телы-юго предусилителя с импульсной обратной связью. Полный входной ток /Вх, текущий через входную емкость Свх, приводит к уменьшению разности потенциалов Uc и соответствующему изменению выходного напряжения U0ых зарядочувствительной секции 1. При достижении порогового значения Un срабатывает дискриминатор 2, запускающий генератор 3, который через уст­

74

ройство обратной связи 4 осуществляет передачу на входную цепь заряда, компенсирующего заряд, накопленный на емкости Сих во время измерений.

Остановимся подробнее на одной из первых схем с импульс­ ной обратной связью, предложенной в работе [23]. На детек­ тор подается положительное напряжение + UiU которое в отсут­ ствие резистора Rf приводит к смещению перехода затвор — канал в прямом направлении. Такой режим полевого транзи­ стора связан с появлением дополнительного источника шума, обусловленного прохождением ионного тока детектора через прямое сопротивление перехода затвор — канал. Например, при

Тф=10 мкс энергетическое разрешение ухудшается на 200 эВ. Чтобы избежать этого и поддерживать длительное время потен­ циал затвора при отрицательном (относительно истока) смеще­ нии, на детектор подаются короткие зарядные импульсы дли­ тельностью 0 (автор работы [23] использовал термин rechar­ ging pulses — перезаряжающие импульсы). Во время действия этих импульсов затвор смещается в прямом направлении, и ем­ кость детектора заряжается короткими импульсами тока, про­ текающими через переход затвор — канал. После окончания за­ рядного импульса затвор полевого транзистора смещается в об­ ратном направлении, и емкость Свх начинает медленно разря­ жаться через большое входное сопротивление головного каска­ да током /пх. При постоянной времени формирования основного усилителя, равной т,|„ и биполярной форме зарядных импульсов чувствительность усилителя к ним в (тф/0 ) 2 раз меньше, -чем к сигналам ступенчатой формы. Тем самым предотвращается пе­ регрузка усилителя зарядными импульсами, амплитуда кото­ рых составляет несколько вольт. В предложенной схеме име­ ется устройство для автоматической регулировки амплитуды за­ рядных импульсов в зависимости от величины ионного тока де­ тектора. Собственный уровень шума при постоянной формирова­ ния тф=10 мкс составил A£SI=167 эВ.

В другом варианте, описанном в работе [12], используется импульсная оптическая обратная связь, которая реализуется в результате импульсного управления светодиодом, связанным оп­ тически с переходом затвор — канал головного транзистора. По сравнению с предыдущей эта схема имеет меньшее мертвое время, так как входная емкость CDX перезаряжается не импуль­ сами, амплитуда которых составляет несколько вольт и вызы­ вает перегрузку последующих секций, а током, генерируемым в светочувствительной области р—п-перехода. Минимальный соб­ ственный уровень шума составил A£Si= 91 эВ.

В качестве переключающего элемента можно использовать биполярные транзисторы, диодные ключи, светодиоды [2 , 24— 26]. Их применение ограничивается в основном обратным то­

75

ком и собственной емкостью, увеличивающей Сак. Наилучшпе результаты дает применение фотодиодов. Однако электроннооп­ тические схемы могут обеспечить генерацию перезарядного тока не более Ю^А. Это тот ток, который возникает в Ое(1П)-детек- торе при скорости регистрации 5-105 с- 1 и энергии 500 кэВ. В этом случае оптическая связь перестает быть импульсной п должна быть «включена» все время. Применение биполярного транзистора с током утечки 10- 9 — 10—|° А в данном случае более выгодно, так как позволяет увеличить перезарядный ток на дватри порядка.

Практические схемы. На рнс. 2.5 приведена принципиаль­ ная схема зарядочувствительпого предусилителя с гальваниче­ ски связанным головным каскадом. Рабочая температура поле­ вого транзистора и резистора R, составляет 100— 130 К. Так как апериодический режим, т. е. отсутствие выбросов на пере­ ходной характеристике, определяется условием

С,-, определяемый формулой (2.7). Для детекторов, рассчитан­ ных на спектрометрию мягкого гамма- и рентгеновского излу­ чений, имеющих собственную емкость Сл~ 3 -ь 5 пФ, конденсато­ ром С,- может служить антенная связь небольшого металличе­ ского стержня с входной цепью головного каскада либо С/ мо­ жет быть исключен (обратная связь по заряду осуществляется

определяется только частотными свойствами транзисторов каскодной пары (см. рис. 2.5), так как влияние последующих кас­ кадов должно быть пренебрежимо мало. Если это не так, то влияние Т2, Г3 может привести к появлению дополнительных полюсов в передаточной характеристике и соответственно к вы­ бросам в форме выходного сигнала. Кроме того, транзисторы Т2, Т3 должны иметь высокий коэффициент усиления (3 при не­ большом режимном токе (0,5 мА), чтобы уменьшить величину базового тока п свести к минимуму его вклад в шумовую ши­ рину линии. Таким требованиям отвечают только некоторые типы высокочастотных биполярных транзисторов, которые одно­ временно характеризуются низким уровнем шума 1 // (напри­ мер, 1Т308В, П416Б). В любом случае необходим предваритель­ ный отбор транзисторов, особенно Т\, причем следует иметь в виду, что при малых режимных токах частотные характеристи­ ки транзисторов несколько хуже тех, которые приводятся в технических условиях для номинального значения тока коллек­ тора.

76

ё

Шумовой вклад выходной секции можно оценить по формуле

тивления. Величина R s 2 выходной секции определяется главным образом ее входным импедансом, равным 1 кОм. Параметр Rs\ зарядочувствительной секции в предельном случае оценива­

сокого энергетического разрешения С;/Сих желательно выбрать примерно 1/40 или менее. Более детальный анализ вклада шу­

вают по формуле (2.3), ее можно увеличить за счет соответст­

стабилизированных источников, амплитуда пульсации которых не превышает 1 мВ. Для защиты от помех в цепь питания (кон­ такты 1, 2, 4, разъема Ш2) полезно включить фильтр.

Более сложные схемы предусилителей, приведенные в рабо­ тах [28—32], отличаются большим динамическим диапазоном, малым наклоном шумовой характеристики, быстрым фронтом нарастания сигнала, Особый интерес представляет схема, опи­ санная в работе [29]. Коэффициент усиления зарядочувстви­ тельной секции с разомкнутой связью в зависимости от харак­ теристики используемых транзисторов равен 1 0 5 — 1 0 6, а наклон шумовой характеристики Д£Се=15 эВ/пФ, что позволяет осо­ бенно эффективно использовать такой предусилитель для рабо­ ты с детекторами большого объема. Следует отметить, что на­ клон шумовой характеристики зарядочувствительных схем мож­ но уменьшить, введя положительную обратную связь в сток по­ левого транзистора [33].

В работе [30] приведена принципиальная схема быстрого за­ рядочувствительного предусилителя, обеспечивающая хорошее энергетическое и временное разрешение. Уровень шума увели­ чивается на несколько процентов при существенном уменьше­ нии времени нарастания сигнала tn. Так, быстрый «временной» выход характеризуется t,,= 2 нс при внешней емкости 50 пФ и С,-= 0,5 пФ. Достигнутое временное разрешение составляет не­ сколько наносекунд.

В работах [24, 34] описаны схемы, обеспечивающие защиту предусилителей от перегрузок. Эти схемы содержат ключевые

78

элементы, которые обеспечивают быстрый разряд входной емко­ сти в том случае, если выходной сигнал превышает максим-аль- ный линейный уровень. В частности, схема, опубликованная в работе [34], уменьшает время восстановления от 50— 100 до 10 мкс. Увеличение шума незначительно и эквивалентно под­ ключению к входу внешней емкости около 2 пФ.

Схемные решения, представляющие меньший интерес, при­ ведены в работах [5, 35—39]. Некоторые особенности, харак­ терные для предусилителей сигналов р—i—/г-детекторов, рас­ смотрены в работе [40].

Для детекторов со значительными обратными токами в неко­ торых случаях можно использовать головные каскады на бипо­ лярных транзисторах. Однако они не дают никаких преиму­ ществ, если полевые транзисторы рассчитаны на рабочую ча­ стоту примерно 100 МГц.

§2.3. ШУМОВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ЭЛЕМЕНТОВ ГОЛОВНЫХ КАСКАДОВ ПРЕДУСИЛИТЕЛЕЙ

Входная цепь предусилителей содержит, как правило, три элемента: ППД, резистор Rf и полевой транзистор. Рассмот­ рим основные источники шума и оценим их вклад в ширину аппаратурной кривой.

Шум ППД. Как было показано в гл. 1, шум ППД опреде­ ляется следующими факторами: диффузионным током /Дф, ге­ нерационно-рекомбинационным током /Гр, током поверхностной

мента обратной связи или нагрузочного сопротивления детекто­ ра. Помимо теплового шума 4kTR эти резисторы имеют ряд не­ достатков, ограничивающих энергетическое разрешение спект­ рометра при низких энергиях: 1 ) частотная зависимость сопро­ тивления резистора, обусловленная механизмом проводимости материалов с высоким удельным сопротивлением; 2 ) неоднород­ ность проводящего слоя; 3) зависимость пассивного импеданса от напряжения, особенно заметная при малых значениях раз­ ности потенциалов (0,05-М В), приложенной к резистору; 4) распределенная емкость, определяемая габаритными разме­ рами высокоомных резисторов; 5) неповторяющиеся изменения номинала. Эти эффекты приводят к появлению дополнительных источников шума и при больших скоростях счета ухудшают ха­ рактеристики формирующих цепей, нарушая, в частности, ра­ боту цепи «компенсации полюса нулем».

Некоторые характеристики высокоомных резисторов, подан­ ным работы [41], показаны на рис. 2.6. Кривая 1 соответствует наименьшей степени зависимости сопротивления высокоомного

79