Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Башкирский Государственный Аграрный Университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

книги из ГПНТБ / Прикладная спектрометрия с полупроводниковыми детекторами

..pdf

Скачиваний:

Добавлен:

22.10.2023

Размер:

14.88 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1011 / 3311 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 > Следующая >>>

Рис.

2.14.

Электрическая

схема интегрирующей секции

формирующего

усилителя. Элементы и номиналы:

Резисторы: Лю ... Лю -27 Ом;

Лю=75

Ом;

Лн=10 Ом;

/?,= 1

кОм;

Л2= Л<= 5,6 кОм;

Л3=7,5 кОм;

Л5=6,8

кОм;

Л8= Лб= 12

кОм;

Л ю -

=3,01

кОм;

Лю=2 кОм;

Л|-=1 кОм;

Лц= Ш

нОм;

Лю—40,2 кОм.

Конденсаторы: С; = С3 ... С7=2и

мкФ;

С-=4/15

пФ; Са=220

пф;

C.j=

= 200

пФ; Cio= C h= Ci5=390

пф;

С|»=Сю=820

п Ф ;

Сц=1.6 п Ф .

Диоды :Л ,, Д 3 — КД503А.

Транзисторы;

Г,,

Т3,

Т,, Т, — ГТ308В;

Г5,

Г*-

КТ312В.

Микросхема: У, — 1УТ221В.

2 0 0 0 , так	что температурная	нестабильность коэффициента
усиления	каждой секции при	/ ( ^ 1 0	составляет тысячные

доли процента. Регулировка усиления осуществляется в цепи обратной связи дифференцирующей секции коммутацией резисторов обратной связи в диапазоне 1—-12. Этот диапазон можно расширить, включив аттенюаторы между секциями. Уси литель, состоящий нз гальванически связанных одной диффе ренцирующей и двух интегрирующих секций, обеспечивает ко

эффициент	усиления до 1 0 2, причем		дрейф выходного	напря
жения не превышает 50 мВ/°С. Коэффициент усиления				можно
увеличить	до 5 •102, если	перед дифференцирующей		секцией
включить	дополнительную	секцию,	выполненную по	анало
гичной схеме.		формирования осуществляется кно
Изменение постоянной

почными переключателями типа П2К, монтируемыми непо средственно на плате. Это значительно упрощает регулировку, так как исключает возникновение паразитных связей за счет соединительных проводов. Диапазон изменения постоянной

времени формирования от 1 до 8			мкс с шагом	1 мкс.
Резисторы обратной связи		в	дифференцирующей		секции
расположены на плате, так что монтажная емкость на					входе
операционного усилителя увеличивается незначительно.					Ком
мутация резисторов	осуществляется галетным			переключателем
(или любым другим с рабочей частотой до 2				МГц),	причем
переключатель может быть вынесен на 30 см от платы.					Про
вода, идущие к переключателю, объединяют в общий					жгут и
экранируют.
Формирующий	усилитель,	состоящий из одной дифферен

цирующей и двух интегрирующих секций, имеет интегральную нелинейность не более 0 ,2 % и температурную нестабильность

менее 0,08% на 1° С в диапазоне выходных сигналов			± 5	В.
Входной шум не превышает 3	мкВ (при Тф = 2 мкс). Для			би
полярного формирования к	выходу усилителя	необходимо
подключить еще одну дифференцирующую секцию,			коэффи
циент усиления которой необходимо выбрать около		1 0 ,	чтобы
уменьшить перегрузку предшествующих секций.

§ 2.6. ВОССТАНОВИТЕЛИ ПОСТОЯННОЙ СОСТАВЛЯЮЩЕЙ

Несмотря на то что усилители с непосредственными связя ми позволяют исключить нежелательные явления, обусловлен ные флуктуацией и смещением постоянной составляющей при прохождении импульсов через разделительные С7?-цепи, низко частотные шумы и дрейф выходного напряжения требуют применения специальных устройств, стабилизирующих постоян ную составляющую перед устройствами, осуществляющими измерение амплитуды сигнала. Кроме того, промышленные блоки и лабораторные спектрометры, как правило, содержат

101

одну-две CR-цепи (помимо дифференцирующего фильтра), так что применение подобных устройств, получивших название

восстановителей постоянной составляющей (ВПС),								необходи
мо для улучшения параметров спектрометра.
Пассивные ВПС. В			общем	случае	выходное			напряжение
U(t),	равное сигналу		и шуму, действующим в системе,							при
прохождении через CR-цепь характеризуется							математическим
ожиданием M[U(t)], равным нулю, если процесс U(t)									стацио
нарный. Это значит,			что усреднение		осуществляется				по	до
статочно большому промежутку времени t„:
		'и	,
		J	U+ { f ) d t = l \ l T (t)dt,
		о		6
где	U+(t)	и U ~(t)— положительные			и	отрицательные				ча
сти	U(t).
Для последовательности				прямоугольных			импульсов с			ам
плитудой		Uu и длительностью /„ математическое						ожидание
М[£/-(^)], равное смещению				нулевой	линии,		определяют по
формуле
		М [U~ (/)] = U^ntu при CR >				tu.

Например, для значений СМ= 1 0 В , /г = 104 с- 1 и f„=l мкс уро вень постоянной составляющей равен 0,1 В. Это вызывает сдвиг энергетического спектра и он не столь опасен, если бы не сопро вождался ухудшением энергетического разрешения, обуслов ленного флуктуацией скорости регистрации импульсов я. На пример, если предусилитель содержит CR-цепь с постоянной времени ть а дифференцирующий фильтр выполнен на линии задержки (длительность сформированного импульса t„), то выброс обратной полярности описывается функцией

U~ ( 0 = Uu (tjTj) exp (— t/xj)

(за начало отсчета t выбран момент пересечения нулевой ли нии). Среднеквадратическое отклонение выходного напряже ния, обусловленное флуктуацией числа я, по теории Кэмпбелла равно:

/ 0 0	/	. А V9 оо
ои - = \|/ п J \|U~ (t) fdt. = Uи у	я	J' exp (—2t/xjdt =

Коэффициент вариации при	измерении		амплитуды импульса
См, обусловленный флуктуацией я,		составит величину
аи~ _ Ju_ ^
UM	хг V	2	•

102

Например, для рассмотренного выше			случая	(17,4=10		В, /„=
= 1	мкс, п =104 с-1) и постоянной времени t:i=			50	мкс	отноше
ние	Ои~/£/м = 1 %,	что эквивалентно	ухудшению		энергетиче
ского разрешения		на 2,56%- Эта оценка несколько			завышена,

так как из-за искажения формы аппаратурной кривой ее полу ширина ДЕ увеличивается меньше, однако и она показывает, что необходимо принимать специальные меры, чтобы умень шить влияние этого фактора.

Рис. 2.15. Структурная схема	ВПС	пассивного
типа.
Очевидно, наиболее простой путь,	обеспечивающий		стаби
лизацию постоянной составляющей	при	изменении	скорости

регистрации и энергетического спектра частиц, заключается в формировании биполярного импульса с равными площадями положительной и отрицательной частей. Такое формирование имеет еще одно преимущество, так как позволяет уменьшить амплитудную перегрузку последующих секций. Однако высокий коэффициент превышения шума (потеря энергетического раз решения составляет 30—40%, см. табл. 2.3) заставляет в боль шинстве случаев отказаться от биполярного формирования.

Метод «компенсации полюса нулем», подробно рассмотрен ный в § 2 .2 , позволяет лишь частично решить рассматривае мую проблему; кроме того, практически трудно обеспечить погрешность компенсации лучше 1 %.

На рис. 2.15 показана схема ВПС пассивного типа, предло женная в работе [59]. В установившемся режиме в отсутствие

входных сигналов каждый из диодов Д\, Д 2 проводит ток	i.
Входной импульс любой полярности с амплитудой около 0 , 2	В

или более запирает один из диодов, и емкость восстановителя

Св начинает заряжаться током /. После окончания	импульса
Св перезаряжается через сопротивление диодов 2 гд с	постоян

ной времени 2гдСп. Средняя величина остаточного потенциала

при условии, что	2 гдСвЗ> 1 //г ( 1 //г — средний временной интер
вал между двумя	импульсами),	определяется соотношением
Ua = 2(pntJ(\—ntu),	где ср=25-ь50	мВ для полупроводникового

10.3


р—/i-перехода. Так, для рассмотренного		выше	случая		(tu=
= 1 мкс, /г=104 1/с) и ф = 50	мВ величина Uо=1			мВ.	Если
входное сопротивление усилителя У\ достаточно			велико		(его
входной ток незначителен по	сравнению с i), то до значений
/г^„=0,1 величина Uo не превышает 5— 10 мВ.			При больших
значениях iitn характеристики пассивного		восстановителя			резко
ухудшаются и величина U0 растет.
Активные восстановители.	Схема, показанная		на	рис.	2.15,

была несколько модифицирована в работе [60]. В ней исполь зовался «усиленный диод», включенный между инвертирую щим входом и выходом операционного усилителя. В такой схеме заряд емкости Св восстанавливается постоянным током до уровня Uo/K (Uo— прямое падение напряжения на диоде, К — коэффициент усиления усилителя). При этом сдвиг постоян ной составляющей уменьшается, а время восстановления за ряда конденсатора С„ существенно сокращается.

Несколько другой тип «активного» ВПС предложен в ра боте [61]. В этой схеме перезаряд емкости во время действия выброса обратной полярности форсируется вследствие увеличе

ния тока через	один из диодов. Практическая				схема	такого
восстановителя,	описанная	в	работе	[62],	приведена на
рис. 2.16. Через	диоды Ди Д 2		протекает ток £,		а в коллекторе
транзистора Т3	течет ток к£	(к >1). При		поступлении		отрица

тельного входного сигнала диод Д\ запирается, и конденсатор Ci заряжается током L После окончания сигнала и появления

+27В

Рис. 2.16. Электрическая схема ВПС активного типа:

Г, ... То— ГТ308В; Г7 — КТ301Ж: С .-0.01 мкФ; Д и Дг — Д310.

104

положительного выброса диод Д 2 и транзистор Г3 запираются,, ток к£ через Ту переключается в Д\ и обеспечивает восстанов ление потенциала точки А к нулевому уровню в к раз бы

стрее,

чем

пассивный

ВПС. В показанной на

рис.

2.16

схеме

фактор

-о+24В

к ~ 2 0 .

В работе [63] предло

0+128

жен активный ВПС, пред

назначенный для

измере

ния

биполярных сигналов

от «пика до пика», упро

щенная

схема

которого

показана

на

рис. 2.17.

ВЫХ

отсутствие сигнала

ток

проходит через

Т3,

Д\

и Т5. Переключение тока

в транзистор Т4 осущест

вляется по входу «управ

ление» незадолго до по

ступления

сигнала

отри

цательной

полярности

на

базу Т1 . Транзистор Т2

при этом

открывается

его коллекторный ток че

рез Д\ удерживает потен

циал базы Т, вблизи ну- управление

левого уровня (считается,

что характеристики тран

зисторов Т1, Тг одинако

вы). Когда сигнал на

входе

схемы

начинает

возрастать

(момент

£i),

7'з запирается

(ток i сиг

налом по входу управле

Рис.

2.17.

Электрическая

схема

(а)

ВПС

ния

переключен

Г4

До)

и на

выходе

схемы

для

измерения

биполярных сигналов от

пика до

пика и временные диаграммы

сиг

появляется

положитель

налов

(б,

в ).

ный импульс (рис. 2.17, б),

равный в момент t2 сум

ме

амплитуд

положительной

и отрицательной частей вход

ного

импульса.

Принципиальная

схема,

приведенная

ра

боте

[63],

значительно

сложнее.

Это

объясняется

тем,

что

для

быстрого

перезаряда

конденсатора

Св его величина

должна быть достаточно мала

(около 200

пФ). При интеграль

ной нелинейности менее 0 , 1 % изменение входной емкости схе мы не должно превышать 0,1 пФ. Так как емкости р—«-пере ходов примененных полупроводниковых приборов при входном

105

сигнале 1 0 В изменяются значительно больше, принципиальная схема содержит дополнительные каскады, обеспечивающие «сле дящую» обратную связь на входные транзисторы.

Описанная схема имеет преимущества перед другими, так как измерение биполярного сигнала от «пика до пика» позво

ляет уменьшить 7(п.ш вфЧ/З раз по сравнению со схемами измерения амплитуды одной полярности [64].

Заканчивая обзор схемных решений, следует заметить, что ВПС, как и любые устройства, входящие в усилительный тракт спектрометров с ППД, должны обладать высокими изме рительными параметрами. Нелинейные эффекты в ВПС обуслов лены главным образом выходным импедансом предшествующей

схемы	У?вых,	так как падение	напряжения	на	нем равно
iRaux	(i — ток, перезаряжающий		конденсатор	Св). Поэтому
обычно ВПС		предшествует буферный усилитель			с выходным

импедансом 7?Вых<Ю Ом, так что падение напряжения на нем при г = 1 00 мкА не превышает 0,1 мВ. При максимальном уровне выходного сигнала 5-4-10 В интегральная нелинейность ВПС не превышает сотых долей процента. Схема ВПС, в кото рой величина тока i во время действия сигнала сведена к ми нимуму, приведена в работе [65].

Шумовые характеристики ВПС. Рассмотренные выше схе мы ВПС могут быть представлены одной эквивалентной схе мой (рис. 2.18), которая содержит все необходимые элементы: конденсатор Св, ключ Кл и последовательный резистор R. Не которые различия между схемами (см. на рис. 2.15—2.17), обусловленные управлением ключом Кл, заключаются в том,

что в схемах на рис.	2.15 и 2.16 ключ Кл замкнут	до момента
t = 0 и размыкается	в момент поступления сигнала.	Схема на

рис. 2.17 предполагает более сложное управление ключом и рас сматриваться здесь не будет.

Анализ характеристик случайных процессов на входе и вы

ходе	восстановителя UBX(t), UBhix(t) был			выполнен в		работе
[6 6 ].	В момент t = tn измеряется выходное			напряжение,		равное
	£/вых(*„) =	* Л ^ н ) - ^ с ( 0 ) .
Так	как до момента ^ =0 ключ Кл		был замкнут, то напряже
ние	Uc {t) на конденсаторе	Св при	^<0	К Ф 0	(случай	R = 0
рассматривается отдельно)		отлично от t/Bx(0-			С приходом сиг

нала ключ Кл размыкается, и напряжение Uc (0), зафиксиро

ванное в момент t = 0	, является случайной		величиной,	харак
теризуемой средним	значением	Uc= 0 и	дисперсией	D (Ur,).
Дисперсия выходного сигнала равна
D [UBhlx(А,)] = D (£/„) +		D (Ue) -	2К (/,„ 0)

и зависит от вида корреляционной функции K (ta, 0 ) случайных величин UBX(t„) и Uc.(0), которые в свою очередь являются се

106

чением случайных процессов UB^(t) и Uc (t) в моменты времени

t = tu и t — О соответственно.				При некоторых упрощениях в ра
боте [67]	получено	следующее			выражение для коэффициента
ЛвАт:
	11вЛ1	=	[ 1 +	а — 2	У а	К (А,)1“ ’/:.
где г\|, т]п — отношение			сигнал/шум на			входе и	выходе восста
новителя	соответственно			при	CR—/?С-формировании;			а =
— D(UC)/D (U BX) — фактор				ослабления шумов			фильтром	вос-

Рис. 2.18. Эквивалентная схема ВПС.


становителя; K (tn) — коэффициент				корреляции			случайных		ве
личин UBX(tn) и £УС(0). Для «быстрого»						восстановителя R = 0,
Uc (0 ) = Д ПХ(0)	и а = 1; следовательно,				r)BAi = [2—K (tu)]~112.
На рис. 2.19, а		показано изменение			соотношения			T]BAioo	д л
быстрого (R = 0 )		восстановителя в		зависимости			от	постоянной
формирования	основного		усилителя	(в единицах т0). Там					же
для сравнения	приведена		зависимость			r)Aico	(заметим,		что
ЛА]х. при тф=т0 есть величина, обратная						коэффициенту			пре
вышения шума CR—7?С-фильтра). Видно,						что для быстрого вос
становителя оптимальное значение т,\|, смещается							в точку 1 ,9 3 то.
На рис. 2.19,6 приведены зависимости						ti„Ai при различных
значениях постоянной фильтра восстановителя хB= CBR. У «бы
строго» восстановителя при правильном						выборе		постоянной
формирования	основного		усилителя	(тф/то=1 ) ухудшение					раз-

107

решения составляет 11%. При больших значениях Тф/то отноше ние т]в/г| возрастает, однако общее разрешение системы ухуд шается за счет уменьшения Ч/Лсо (см. рис. 2.19, а). Нако нец, для восстановителя с тп=то ухудшение разрешения не превышает нескольких про центов во всей области Тф/то^

^ 1 .	Этот	вариант	наиболее
часто используют на			практике
при	работе	со средними ско

ростями счета. Таким образом, восстановитель работает как фильтр с переменным времен ным параметром и обеспечи вает эффективное ослабление «медленных» компонентов: низкочастотные шумы, смеще ние базовой линии при измене

нии средней		скорости		счета,
длинные выбросы обратной по
лярности. Однако в общем
случае	восстановители			неэф
фективны при наложении им
пульсов и		даже	вызывают
ухудшение разрешения. По
этому в спектрометрах, рассчи
танных	на	высокие загрузки
[(5— 10) •104		имп-с-1], исполь
зуют	режекторы		наложений,
рассмотренные в §			2 .8 .
§ 2.7. ФИЛЬТРЫ С ПЕРЕМЕННЫМИ ВРЕМЕННЫМИ		ПАРАМЕТРАМИ

В § 2.4 и 2.5 настоящей главы описаны устройства с инвари антными временными параметрами, относящиеся к классу ли


нейных систем. В общем случае характеристики				формирую
щих устройств могут зависеть от уровня сигнала (шума).					Такие
фильтры относятся к классу нелинейных			устройств. По		уста
новившейся терминологии мы будем		их называть		фильтрами
с	переменными временными параметрами,		имея	при	этом
в	виду, что фактически зависимость	от времени		обусловлена

уровнем сигнала или шума, действующих в системе.

Уравнение (2.9), связывающее выходной сигнал r(t) с вход

ным e(t), можно обобщить на случай цепей, параметры	кото
рых зависят от времени:
r{tH) = J e{t)W(t, t„)dt,	(2.26)

где	W(t, tn) — обобщенная импульсная характеристика	(весо
вая	функция), показывающая, какой сигнал действует	на вы

ходе в момент времени tn при поступлении на вход сигнала е(1) в момент t. Для фильтров с инвариантными временными пара

метрами	весовая	функция	зависит от одного		аргумента	т=
= tn—t,	н Щ т)	есть зеркальное		отражение относительно		оси
t=tn импульсной		реакции	h{t),	задержанной	на времени	ta:
		W {t,tn) =		h ( t „ - t ) . ■
На рис. 2.20 показаны функции				W(t, t„) и h(t) для простого
CR—/?С-формирования. Сигнал 1, поступающий в момент вре-
	Время до момента		Время после
	появления сигнала появления сигнала

	Рис. 2.20. Импульсная характеристика и		весовая	функ
		ция CR—/?С-фильтра.
мени	/ = 0 , измеряется	(«взвешивается») с максимальным			ве
сом,	равным т а x [h (t)]= h (tn), что аналитически			следует	из
уравнения
	M U =	'и	h{tn).
	M U =	J 8(0)h(tu — t)dt =	h{tn).

Сигнал 2 , поступивший в более ранний момент времени to (в данном случае U отрицателен, так как за начало отсчета при нято время поступления сигнала 1), измеряется с меньшим весом:

h (t„) = j б (t — й) h (г„ — t)dt = h (tH— 4 ) < h (*„).

— CO

Полезность весовой функции состоит в том, что она является универсальной характеристикой и позволяет определять ампли туду, отношение сигнал/шум, оценить влияние эффекта нало жений сигналов [49, 67, 6 8 ]. В качестве примера рассмотрим вычисление коэффициента превышения шума т]<х./г| по известной весовой функции. Так как время tu можно рассматривать как параметр, то в дальнейшем для упрощения записи будем поль зоваться обозначением W(t) наряду с полным обозначением

W(t„, t).

109

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1011 / 3311 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке книги из ГПНТБ