книги из ГПНТБ / Белопольский, И. И. Стабилизаторы низких и милливольтовых напряжений

Индуктивно-емкостные фильтры позволяют умень­ шить типовую .мощность трансформатора, однако нали­ чие в цепи нагрузки сглаживающего дросселя приводит к заметному возрастанию результирующего внутреннего сопротивления выпрямителя, а также габарита и массы источника.

Для уменьшения внутреннего сопротивления низко­

в которых требуемая величина пульсации обеспечивается за счет увеличения числа фаз вторичных обмоток транс­ форматора и соответствующего увеличения числа вен­ тилей, хотя при этом масса и объем трансформатора со­ ответственно возрастают из-за худшего использования его обмоток.

Вместе е тем можно избежать увеличения габарит­ ной мощности, обусловленного в лучевых схемах вы­ нужденным намагничиванием, приняв необходимые ме­ ры. Например, в схеме на рис. 1,г достаточно первич­ ные обмотки соединить в треугольник и, тем самым раз­ вязав их между собой по току, создать схему, состоя­ щую как бы из трех двухфазных схем, питаемых со сдвигом в 120° относительно друг друга. Однако в этом случае первичные обмотки рассчитываются на линейное напряжение, что примерно в 2 раза больше фазного на­ пряжения при соединении обмоток в звезду.

Такого же эффекта по устранению лодмагничивания в шестифазной лучевой схеме, но с улучшением сим­ метрии фаз можно достичь за счет использования двух­ фазных лучевых схем на однофазных трансформаторах, первичные обмотки которых могут быть соединены либо звездой (рис. 1,6), либо треугольником (рис. 1,е).

Применение бесфильтровых выпрямителей наиболее целесообразно в тех случаях, когда требуемые величины пульсации равны или превышают1 2—3% (как, напри­ мер, в низковольтных нестабилизированных выпрямите­ лях, непосредственно питающих стабилизаторы с регу­

получены от девятифазной (рис. 2) и двенадцатифазных (рис. 3) схем, выпрямления, пульсации в которых (без

1 При определении пульсаций по амплитуде первой гармоники, что в 2—2,5 раза меньше величины пульсации, измеряемой как отно­ сительный размах (от минимума до максимума).

9

учета влияния асимметрии и внутренних сопротивлений) составляют 2,5 и 1,4% соответственно [Л. 2, 3]. Следует, однако, отметить, что лучевая схема (рис. '2), несмотря на простоту вентильного звена, имеет довольно сложное выполнение трансформатора по силовым выходным об­ моткам.

Лучевые схемы целесообразно применять лишь при напряжениях менее 6—12 в. При больших напряжениях использование лучевых схем становится неоправданным.

Рис. 2. Девятифазная схема выпрям­ ления.

В этих случаях целесообразно применять двеиадцатифазную схему выпрямления, состоящую из двух параллель­ но включенных трехфазных мостовых схем, у одной из которых первичная обмотка соединена в звезду, а у дру­ гой— в треугольник (рис. 3,а). При меньших напряже­ ниях молено рекомендовать двенадцатифазную схему выпрямления (рис. 3,е, г), предложенную Ю. В. Кузне­ цовым. Ее преимуществом является возможность полу­ чения высокой степени симметрии вторичных напряже­ ний трансформатора, что обеспечивает практически пол­ ное отсутствие низкочастотных составляющих в кривой выпрямленного напряжения выпрямителя. Двенадцати­ фазную лучевую схему выпрямления молено получить

10

j

Ш

<5)

п сзК" С2LT г п г1 Г" hRJ LT]

——О

г)

Рис. 3. Двенадцатифазные схемы выпрямления: мо­ стовые на трехфазных (а) и однофазных (б) транс­ форматорах; лучевые на однофазных трансформато­ рах по схеме зигзаг вправо—влево 15° треуголь­ ник (в) или звезда ( г ) — звезда.

также 'При параллельном соединении схем рис. 1, д, е ли­ бо двух схем рис. 1,г, если в одной из них первичные обмотки соединить треугольником.

Следует отметить также существенное достоинство бесфильтровых .выпрямителей — отсутствие реактивных элементов, что благоприятно сказывается на динами­ ческих свойствах выпрямителя и стабилизатора в целом.

В низковольтных многофазных выпрямительных схе­ мах предъявляются довольно жесткие требования к сим­ метрии фазных напряжений 'вторичных обмоток трансформатора и к идентичности внутренних сопротив­ лений фаз выпрямителя. Нарушение симметрии, как из­ вестно, приводит к появлению на выходе выпрямителя низкочастотных составляющих пульсации, что является

11

крайне нежелательным. Для обеспечения симметрии фазных обмоток трансформатора в многофазных схемах выпрямления, питающихся от трехфазной сети, целесо­ образно использование групп, состоящих из трех одно­ фазных трансформаторов. При этом с целью получения меньшего сопротивления фазы выпрямителя следует применять однофазные трансформаторы со стержневыми магнитоіпроводами. Это целесообразно также и с точ­ ки зрения получения минимальных габаритов и массы трансформаторов. Лишь при мощностях менее 100 в-а (при частоте питающей сети 400 гц) трехстержневые трансформаторы с одним общим для всех трех фаз магнитопроводом выгоднее группы из трех однофазных трансформаторов (выигрыш составляет примерно 10— 15% по массе и 25—30% —по объему). Однако трех­ фазные Трансформаторы ■ общим для .всех трех фаз магнитопроводом имеют существенный недостаток, за­ ключающийся в том, что при равенстве чисел витков всех фазных обмоток напряжение на зажимах обмотки, расположенной на среднем стержне, всегда выше (на несколько процентов), чем напряжение на зажимах об­ моток, расположенных на крайних стержнях. Это объ­ ясняется асимметрией магнитной цепи трехстержневого плоского магнитопровода, в результате которой магнит­ ные сопротивления для потоков крайних фаз больше, чем магнитное сопротивление для потока средней фазы. Указанная асимметрия может быть частично устранена путем соответствующего уменьшения числа витков вто­ ричной (или увеличения числа витков первичной) об­ мотки средней фазы. Обычно для этой цели делаются дополнительные отводы от первичной обмотки; необхо­ димый отвод подбирается опытным путем.

Проведенное выше рассмотрение особенностей выбо­ ра выпрямительных схем при низких напряжениях по­ зволяет сделать следующие выводы:

1) при напряжениях около нескольких вольт и ниже целесообразно применять лучевые, многофазные схемы выпрямления (6, 9 и 12-фазные) без дополнительных фильтров; при больших напряжениях следует использо­ вать 6 и 12-фазные схемы выпрямления (трехфазную мостовую и 12-фазную схему выпрямления на основе двух трехфазиых мостовых схем);

2) для обеспечения симметрии многофазных выпря­ мительных схем целесообразно применять вместо трех­

12

фазных трансформаторов с общим для всех фаз магнитопроводом группы, состоящие из трех однофазных трансформаторов на стержневых сердечниках, а также на тороидальных сердечниках, способствующих умень­ шению габарита и индуктивности рассеяния (проявляю­ щихся в особенности при работе на повышенных ча­ стотах) .

3. СТАБИЛИЗАТОРЫ , РЕГУЛИРУЕМЫ Е П О Ц ЕП Я М ВЫ ПРЯМ ЛЕННОГО НАПРЯЖ ЕНИЯ

Стабилизированные источники питания, регулируемые по цепям выпрямленного напряжения, как известно, де­

и в качестве источников опорного (эталонного) напря­ жения компенсационных стабилизаторов.

Для получения милливольтовых и низких напряжений используются параметрические стабилизаторы, состоя­ щие из линейного элемента (резистора) и нелинейного элемента (полупроводникового прибора), соединенные по схеме рис. 4,а.

13

В качестве нелинейных элементов параметрических полупроводниковых стабилизаторов применяют кремние­ вые стабилитроны и стабисторы, а также полупровод­ никовые диоды различных типов. В настоящее время промышленностью изготовляется большое количество кремниевых стабилитронов и стабисторов, охватываю­ щих весь диапазон низких и частично — милливольтовых напряжений. Основные электрические параметры этих приборов отечественного производства приведены в табл. П4.

Основными параметрами стабилитронов и стабисто­ ров являются напряжение стабилизации, температур­ ный коэффициент .напряжения и дифференциальное (динамическое) сопротивление.

Величины напряжений стабилизации Uc—напряже­ ния на зажимах прибора при неизменных токе и темпе­ ратуре окружающей среды, имеют 'большие разбросы, достигающие ±20%. Как правило, величины напряже­ ния стабилизации отличаются от нормализованных, что затрудняет использование стабилитронов в самостоя­ тельных источниках питания.

Температурный коэффициент напряжения (ТКН), представляющий собой изменение напряжения стабили­ зации при изменении температуры прибора и неизмен­

(близкое к нулю) значение ТКН имеет место при t/c« ~5,5 в. Наибольшие величины ТКН имеют место при напряжениях от 50 до 10 в и напряжениях менее 4 в.

Таким образом, при изменении температуры окружа­ ющей среды в широких пределах практически во всем диапазоне низких и 'милливольтовых напряжений тре­ буются специальные меры для компенсации температур­ ных изменений напряжения стабилизации. Лишь в серии термокомпенсированных стабилитронов Д818А-Е {Uc= = 9 в ), предназначенных для использования в низко­ вольтных стабилизаторах напряжения, ТКН имеет вели­ чины от ±0,02 до ±0,001 % на 1°С.

Дифференциальное сопротивление гд определяется наклоном (крутизной) вольт-амперной характеристики стабилитрона при неизменной температуре его р-п пе­ рехода. Оно в сильной степени зависит от величины на­ пряжения стабилизации и от тока, протекающего через

•стабилитрон. Наименьшую величину гд имеют стабили­

14

троны, у которых Uc = 7-~8 в, причем как с увеличением так и с уменьшением Uc величина гд растет, что крайне неблагоприятно сказывается на 'параметрах стабилиза­ торов.

Проведенное выше рассмотрение параметров стабили­ тронов и стабисторов указывает на трудности, возни­ кающие при разработке параметрических стабилизаторов на напряжения, меньшие 3—4 в.

Для этого диапазона напряжений в некоторых слу­ чаях могут быть использованы кремниевые стабилитро­ ны, включенные в прямом направлении (рис. 4,6). Так, например, при использовании стабилитрона Д814Б в этом режиме можно получить на зажимах одного дио­ да стабилизированное напряжение Uc = 0,8 в при величи­ нах Гд=2 ом и ТКН=1.5 мв/°С, что лучше соответствую­ щих параметров стабистора 2С107А. При последователь­ ном соединении четырех диодов, показанных на схеме рис. 4,6, их общее дифференциальное сопротивление со­ ставит 8 ом, в то время как заменяющий их стабилитрон 2С133А имеет сопротивление 65 ом.

Для получения стабильного напряжения в милливольтовом диапазоне в качестве нелинейного элемента иногда используют обращенные диоды. Обращенный диод является разновидностью туннельного диода, у ко­ торого отсутствует или мал максимум тока на прямой восходящей ветви. Основные электрические параметры этих приборов даны в табл. П2.

На рис. 5 показана вольт-амперная характеристика обращенного диода при обратном его включении, из которой видно, что с помощью такого диода можно по­ строить параметрический стабилизатор с напряжением около 200 мв.

К достоинствам стабилизатора с обращенными дио­ дами следует также отнести их хорошие частотные свой­ ства и весьма малый дрейф выходного напряжения

вшироком диапазоне температур окружающей среды.

Кнедостаткам этой схемы относятся довольно высокое дифференциальное сопротивление обращенного диода (порядка 50—100 ом), низкий к. л. д. и малое допусти­ мое значение тока потребления (сотни микроампер).

Для получения напряжений порядка единиц и долей вольта при неизменном токе нагрузки (или при неболь­ ших его изменениях) на практике используется схема параметрического стабилизатора с делителем выходного

15

напряжения, .включенным парал­ лельно стабилитрону (рис. 4,ö) . Применение делителя уменьшает коэффициент стабилизации и суще­ ственно увеличивает выходное противление стабилизатора. Для улучшения свойств данной схемы необходимо использовать в ней термокомпенсированные стабилитроны ивьтбирать делитель с малым сопротивлением резистора R2, что не всег­ да удается осуществить на практике.

Одна из возможных схем полу­ чения малых напряжений при до­ статочно высоких требованиях к ТКН стабилизатора приведена на рис. 4,г. Стабилитроны /(Сі и КС2, входящие в эту схему, выбираются с разными уровнями напряжений стабилизации либо в плечах ис­

пользуется разное число стабилитронов при обратном либо при прямом их включении, но так, что Uci> U c2. Напряжение £/н на зажимах нагрузки Rn и общий ТКН схемы соответственно равны разностям между напряже­ ниями стабилизации Ua=U ci—Uc2 іи величинами ТКН стабилитронов КСі и КС2. Для термокомпенсации, обес­ печивающей повышение стабильности напряжения на­ грузки, последовательно со стабилитронами могут быть включены в прямом направлении диоды, имеющие об­ ратный ТКН. Подбором элементов можно добиться та­

(по знаку и по величине), что позволит получить раз­ ность потенциалов (напряжение на полезной нагрузке) с высокой степенью стабильности. Это обстоятельство является важным достоинством схемы рис. 4,г. Недо­ статком ее является то, что для получения требуемого уровня выходного напряжения требуется довольно тща­ тельный подбор элементов, в частности стабилитронов.

Методика расчета параметрических стабилизаторов рассмотренного типа описана в [Л. 5, 6].

Рассмотрим особенности построения и свойства ком­ пенсационных стабилизаторов выпрямленного напря­ жения.

16

По режимам работы регулирующих элементов стаби­ лизаторы этого типа могут быть разделены на стабили­ заторы непрерывные (линейные) и импульсные (ключе­ вые).

В линейных стабилизаторах регулирующий элемент работает как управляемое сопротивление. Его величина автоматически изменяется с помощью замкнутой систе­ мы регулирования таким образом, чтобы значение вы­ ходного напряжения стабилизатора поддерживалось на постоянном уровне с заданной степенью точности. Из­ быток мощности выделяется на регулирующем элементе, что требует применения регулятора, рассчитанного на относительно большую допустимую мощность рас­ сеивания, и приводит к снижению к. п. д. стабилиза­ тора.

В ключевых стабилизаторах регулирующий элемент работает как переключатель, периодически замыкающий

иразмыкающий источник энергии и цепь нагрузки. При этом среднее значение выходного напряжения поддер­ живается на заданном уровне с помощью замкнутой си­ стемы регулирования, автоматически изменяющей отно­ сительную длительность включенного и выключенного состояний регулирующего элемента. В результате это­ го пульсации выходного напряжения достаточно велики

идолжны сглаживаться специальным фильтром. Сред­ няя мощность, выделяемая в регулирующем элементе, относительно невелика, благодаря чему к. п. д. стабили­ затора достаточно высок. Однако в милливольтовом

диапазоне при малых токах этот' эффект проявляется намного слабее.

Обычно в качестве регулирующих элементов компен­ сационных полупроводниковых стабилизаторов применя­ ют транзисторы, что ограничивает область выходных напряжений, получаемых от этих стабилизаторов, низ­ кими и средними напряжениями.

Линейные транзисторные стабилизаторы компенсаци­ онного типа делятся на стабилизаторы с параллельным и последовательным включением регулирующего эле­ мента относительно нагрузки. Блок-схемы этих стабили­ заторов приведены на рис. 6.

Как видно из этих схем, стабилизаторы состоят из

ЭЕЗШѵ'ПД''г’

включенного между источником питающего стабилиза­ тор напряжения н регулирующим элементом.

В общем случае параллельный стабилизатор пред­ ставляет собой делитель из соединенных последователь­ но сопротивлений балластного резистора и регулирую­ щего элемента, выполняющего функции нелинейного со­

выходе. Однако они не нашли широкого применения на практике вследствие низкого к. п. д. (около 0,2—0,3) и малой экономичности при нагрузках, близких к режиму холостого хода.

Стабилизаторы с последовательным включением регу­ лирующего элемента получили более широкое распрост­ ранение. При напряжениях 6—8 в и более последова­ тельные схемы обладают значительным к. п. д. (0,6— 0,7) и высокой экономичностью при малых нагрузках. Однако по мере снижения выходного напряжения, а так­ же при увеличении токов нагрузки к. п. д. последова­ тельных стабилизаторов становится меньшим указанных средних значений. Это объясняется возрастанием вели­ чины отношения минимального напряжения на зажимах коллектор — эмиттер регулирующего транзистора к на­ пряжению на выходе стабилизатора и необходимостью иметь отдельный источник эталонного напряжения, так

18