2.7.4. Дисс с непрерывным частотно-модулированным сигналом

Стремление уменьшить влияние просочившегося сигнала на чувствительность приемника ДИСС и снизить требования к величи­не развязки между приёмником и передатчиком привело к приме­нению частотной модуляции (ЧМ) излучаемого сигнала. Это позво­ляет сместить спектр допплеровских частот относительно спектра шумов просочившегося сигнала в область более высоких частот. Идею переноса спектра можно пояснить следующим образом. Пусть частота излучаемого сигнала изменяется по закону (рис. 20)

,

где К_f – коэффициент, определяющий скорость изменения часто­ты.

Частота принимаемых сигналов будет повторять частоту из­лучаемых колебаний, но с запаздыванием на время t_R - распрост­ранения волны до земли и обратно. Кроме того, будет иметься сдвиг частоты на величину F_Д

.

Разность частот излучаемого и принимаемого сигналов

Сигнал, просочившийся на вход приёмника, будет практически совпадать с излучаемым, так как его время запаздывания t_пр  0 (порядка 10^-9 с). Поэтому, при использовании излучаемого сигнала в качестве гетеродинного, спектр преобразованного просочивше­гося сигнала будет таким же, как и при отсутствии модуляции, т.е. будет лежать в низкочастотной области. В то же время полезный сигнал может быть вынесен достаточно далеко из облас­ти шумов на частоте К_ft_R за счёт выбора К_f .

П рактически ЧМ не может быть линейной на большом отрезке времени и является периодической. Обычно в ДИСС применяют моду­ляцию по гармоническому закону с полосой качания частоты f_M=2f, где f - девиация частоты (рис. 21, а). При этом частота отражённого сигнала также изменяется по гармоническому закону, но со сдвигом по времени на t_R . Кроме того, вследст­вие аффекта Допплера, вся кривая f_изл(t- t_R) сдвинута по вертика­ли на F_Д. На рис. 21 условно заштрихованной полосой отображён сплошной характер спектра - допплеровсккх частот и преобразованно­го сигнала. (Заметим, что на практике ширина спектра допплеровских частот F_Д является весьма малой по сравнению с полосой качания частот, т. е. F_Д << f_M).

На рис .21, б показано изменение разностной частоты F_р(t), которая является частотой преобразованного сигнала. F_р(t) также изменяется по периодическому закону, причем максимальное значе­ние F_{р max} зависит от t_R.

Для просачивающегося сигнала вследствие малости t_пр шумовой спектр располагается в области низких частот. Вследствие изменения преобразованного сигнала с периодом модуляции Т_М его спектр состоит из гармоник часто­ты модуляции. Спектр допплеровских частот сосредоточен вокруг каждой из этих гармоник и повторяется с повторением гармоник. Поэтому в ДИСС с ЧМ полезный сигнал выделяется на одной из гар­моник частоты модуляции, которая выполняет роль частоты К_ft_R в рассмотренном ранее случае линейного изменения f_изл(t).

Типовая функциональная схема ДИСС с непрерывным ЧМ-сигналом приведена на рис. 22. Передающая и приёмная антенны форми­руют по три идентичных луча с -расположением. Луч 1 направлен вперёд, 2 и 3 - назад. Однако лучи формируются поочередно, так что в каждый момент времени существует только один из трёх лучей. Их переключение осуществляется специальными коммутатора­ми лучей с помощью устройства управления. Достоинством такой схемы является возможность использования одного и того же при­ёмника для последовательного приёма сигналов всех трех лучей. Одновременно с переключением лучей переключаются следящие фильтры допплеровских частот, каждый из которых следит за час­тотой своего луча.

Модулятор вырабатывает гармонические колебания частоты мо­дуляции F_M, под действием которых изменяется частота генери­руемого клистроном непрерывного зондирующего сигнала. Ослаблен­ный аттенюатором зондирующий сигнал подаётся также на балансный смеситель приёмника, преобразующий отражённые сигналы в диапа­зон нулевой промежуточной частоты. Однако, вследствие применя­емой ЧМ преобразованный сигнал, как уже отмечалось, будет состо­ять из гармоник частоты модуляции с наложенным на них спектром допплеровсккх частот. УПЧ настраивается на одну из гармоник. В схеме рис. 22 он настроен на третью гармонику, что является наиболее типичным.

Из УПЧ сигнал поступает на второй преобразователь частоты (когерентный детектор), на который в качестве опорного колебания подаётся утроенная частота напряжения модулятора. В результате, спектр полезных сигналов переносится в диапазон допплеровских частот и выделяется фильтром-усилителем допплеровских частот (УДЧ). УДЧ должен пропускать допплеровские сигналы во всём воз­можном диапазоне скоростей и углов сноса самолёта, что определяет его относительно большую полосу пропускания и, как следствие, - большой уровень шумов.

Для уменьшения уровня шума необходимы перестраиваемые фильтры, полосы пропускания которых были бы согласованы со спектром допплеровских частот отражённых сигна­лов для каждого луча и при любом значении скорости. Для этого используют следящие фильтры допплеровских частот. Их применение позволяет повысить отношение сигнал/шум на 5-7 дБ.

Измеренные значения допплеровских частот сигналов трёх лучей с блока следящих фильтров поступают в вычислитель, кото­рый определяет путевую скорость и угол сноса по формулам, ана­логичным (6)

(7)

Разность частот F_Д3 - F_Д2 и сумма F_Д1+F_Д2 обладают определен­ной устойчивостью при крене и тангаже самолёта (см. подраздел 2,5), что позволяет уменьшить ошибки вследствие крена и тангажа.

Генератор контрольных частот (ГКЧ) в режиме “Контроль” вырабатывает стабилизированные кварцем колебания звуковых частот, имитирующие допплеровские сигналы. Эти частоты используются для проверки правильности показаний ДИСС. В зависимости от решаемой задачи ГКЧ выдаёт одну или две частоты в качестве сигналов от­дельных лучей, при этом ДИСС должен вырабатывать известные значения скорости и угла сноса и показывать их на индикаторе.

Спектр частот преобразованного сигнала

Для выбора номера рабочей гармоники и индекса частотной модуляции необходимо более подробно исследовать вопрос о спектре преобразованного сигнала. Получим необходимые математические выражения. Излучаемый ЧМ сигнал можно представить в виде [1, З]

(8)

где

₀ = 2f₀ – круговая несущая частота;

_М=2F_М – круговая частота модуляции;

m = f/ F_М - индекс частотной модуляции;

 = 2f девиация частоты.

Отражённый сигнал будет отличаться временем запаздывания и допплеровским сдвигом частоты _Д =2F_Д

(9)

Известно, что на выходе смесителя текущая фаза определяет­ся разностью фаз исходных колебаний

где ₁ и ₂ - фазы излучаемого и принимаемого сигналов; Из формул (8) и (9) получим

Обозначим (10)

- индекс частотной модуляции преобразованного сигнала

Поскольку в дальнейшем будет измеряться частота сигнала, являющаяся производной от фазы по времени, то постоянные составляющие фазы ₀t_R и _Мt_R/2 можно опустить. Тогда получим окончательное выражение для преобразованного сигнала

(11)

Периодический сигнал (4) может быть представлен рядом Фурье [3]

(12)

где J₀(M), J_n(M) – функции Бесселя нулевого и n-го порядков от аргумента М.

Из формулы (12) видно, что спектр преобразованного сигнала содержит частоты F, F_MF_Д, 2F_MF_Д, 3F_MF_Д, … . Амплитуды гармоник определяются функциями Бесселя, зависимость которых от индекса модуляции М показана на рис. 23. В отличие от ДИСС с непрерывным немодулированным сигналом в ДИСС с ЧМ используется только часть излучаемой мощности передатчика. Для повышения КПД амплитуда используемой гармоники в преобразованном сигнале должна быть максимальна. Это достигается выбором индекса модуляции. При использовании третьей гармоники и оптимальном выборе m  2,4 её мощность составляет около 25% полной мощности сигнала. Неполное использование мощности отражённого сигнала является недостатком ДИСС с ЧМ.

С пектр частот ДИСС при ЧМ-сигнале представлен на рис. 24. Следует иметь в виду, что, в отличие от выражения (12), реальный спектр содержит не одну частоту F_Д, а сплошной спектр допплеровских частот, образовавшийся на каждой из гармоник излучаемого сигнала. Само существование гармоник определённых частот спектра в конкретные моменты времени является случайным, что свойственно шумоподобному сигналу. Выбором индекса модуляции добиваются, чтобы амплитуда несущей f₀ была относительно малой. На рис. 24, б представлен спектр отражённого сигнала для переднего луча (частота Допплера положительна).

На рис. 24, в показан спектр преобразованного сигнала. После преобразования в первом смесителе левая относительно f₀ часть спектра наложилась на правую, при этом лепестки спектров допп­леровских частот расположились симметрично относительно частот F_M, 2F_M , ЗF_M, ... . С помощью УПЧ выделяются два ле­пестка, симметричные относительно третьей гармоники (не существующей в спектре преобразованного сигнала).

Рассмотрим работу когерентного детектора. Каждые две симметрично расположенные частоты ЗF_M + F_Д и ЗF_M - F_Д образуют биения с частотой заполнения ЗF_M и скачкообразньм изменением фазы на  (рис. 25, а). Такие колебания называют балансно-модулированными. От передатчика, в качестве опорного, подаётся ко­лебание с частотой ЗF_M (рис. 25, б), после суммирования которо­го с сигналом (рис. 25, а) образуется амплитудно-модулированное ко­лебание, огибающая которого равна частоте Допплера и может быть выделена амплитудным детектором (рис. 25, в) . В результате выде­ляется спектр допплеровских частот, который отфильтровывается УДЧ.

Если отвлечься от сплошного характера спектра шумов про­сочившегося сигнала и рассматривать преобразование отдельных (случайно существующих)

гармоник шума, то амплитуда этих гар­моник тоже будут определяться выражением (12). Средняя мощность шума на определённой частоте будет пропорциональна квадратам амплитуд гармоник. Для шума просочившегося сигнала в формуле (12) индекс модуляции МО вследствие малости времени запаз­дывания t_пp . Поэтому максимальная мощность шума сосредото­чена в области нулевой гармоники J₀ (в области низких частот), а шумы остальных гармоник быстро убывают. На рис. 26, а показан спектр шумов просочившегося сигнала на высокой частоте, на рис. 26, б - преобразованного.

Выбор номера гармоники n определяется стремлением, с одной стороны, уменьшить мощность шумов просочившегося сигнала, которая убывает при увеличении n, с другой стороны, увеличить часть общей мощности сигнала, содержащейся в этой гармони­ке, которая убывает при увеличении n даже при оптимальном выборе индекса частотной модуляции. Обычно, как уже отмечалось, в качестве рабочей выбирают третью гармонику.

С лепые высоты

Чтобы получить высокую промежуточную частоту приемника fnp= 3F_M и, таким образом, вынести спектр полезного сигнала доста­точно далеко из области низкочастотных шумов, частоту модуляции F_M выбирают относительно большой (порядка 1 МГц). При этом период модуляции Тм оказывается малым (1 мкс) и время запазды­вания сигнала t_R может во много раз превышать Тм. На высотах, при которых t_R= кТ_М, где к =1,2,3,… , отражённый сигнал отличается от зондирующего только допплеровским сдви­гом частоты (рис. 27). В этом случае сигнал преобразуется в низкочастотную область и не проходит через УПЧ, так как ампли­туды всех гармоник преобразованного сигнала J_n(M) равны нулю.

Соответствующие высоты называют слепыми, так как при этих высотах пропадает отраженный сигнал. Наличие слепых высот яв­ляется недостатком ДИСС с ЧМ-сигналом. Значения слепых высот можно получить, использовав формулу (10) для индекса частотной модуляции преобразованного сигнала М. Выразим t_R через вы­соту Н и угол наклона луча  (рис, 28)

.

Подставив t_R в формулу (10), получим

. (13)

Высота равна слепой Н_сл при М=0. Из формулы (6) получим

. (14)

Например, при типовых значениях  = 64^o, F_M = 1 МГц, Н_сл = К135 (м), т.е. слепые высоты повторяются через каждые 135 м.

Практически на слепых высотах преобразованный сигнал полностью не исчезает, поскольку диаграмма имеет конечную ширину, и отражение происходит не от точки, а от участка поверхности (рис. 28). На этом участке слепой высоте соответствует “слепая” линия H_сл/sin=R=const. Для других значений R мощность преобразованного сигнала тем больше отличается от нуля, чем дальше элементарный отражатель находится от слепой линии. На рис. 29 показано изменение мощности отражённого сигнала в зави­симости от высоты с учётом конечной ширины диаграммы.

Изменения мощности преобразованного сигнала, связанные со слепыми высотами, приводят к дополнительному смещению средней допплеровской частоты спектра и дополнительным погрешностям, которые могут быть весьма значительными. Для устранения влия­ния слепых высот применяют вобуляцию частоты модуляции F_М по периодическому закону в пределах F_М ± F_М. Обычно используют симметричный пилообразный закон модуляции в такт с переключе­нием лучей (рис. 30).

Вобуляция частоты модуляции может приводить к неприятным последствиям, связанным с изменением индекса частотной моду­ляция в пределах от

до .

Например, при F_М = 0,2F_М m_max/m_min=1,5 , при этом мощность третьей гармоники изменяется на 35-40%, Для поддержа­ния мощности третьей гармоники на постоянном максимальном уров­не применяют устройство стабилизации m. Оно изменяет амп­литуду напряжения модуляции, а вместе с ней и девиацию частоты f пропорционально изменению частоты модуляции, обеспечи­вая постоянство m.

Функциональная схема частотно-следящего фильтра

На рис. 31 приведена функциональная схема следящего фильт­ра, который обеспечивает:

- автоматический поиск сигнала по частоте Допплера при перво­начальном включении ДИСС и в случае пропадания сигнала;

- обнаружение и захват сигнала по частоте;

- автоматическое слежение за спектром допплеровских частот сиг­нала и выдачу на выходе стандартных импульсов, частота повторе­ния которых равна средней частоте входного сигнала;

- автоматический переход в режим "Память" при уменьшении отношения сигнал-шум в полосе фильтра ниже допустимого;

- автоматическое переключение полосы прозрачности следящего фильтра в зависимости от текущего значения измеренной частоты Допплера (при F_Д  3 кГц - узкая полоса 0,3 кГц, при F_Д  3 кГц - широкая - 1 кГц).

Допплеровский полезный сигнал подобен узкополосному шуму. На вход следящего фильтра он поступает вместе с широкополосным шумом, спектр которого определяется полосой пропускания УДЧ (примерно от 0,8 до 14 кГц). С помощью генератора опорной час­тоты f_oп и балансного смесителя низкочастотный допплеровский спектр переносится на вспомогательную частоту f_c = f_oп + F_Д (порядка нескольких сотен кГц), которая выделяется фильтром вспомогательной частоты

(ФВЧ). При этом опорный сигнал f_oп по­давляется вследствие применения балансной схемы смесителя, зеркальный - в ФВЧ.

После переноса на вспомогательную частоту сигнал подаётся на квадратурно-фазовый дискриминатор (КФД). На второй вход КФД подается колебание перестраиваемого гетеродина (ПГ) с частотой f_г. КФД выдаёт сигнал ошибки, пропорциональный разности между вспомогательной частотой сигнала f_c и частотой гете­родина

.

Частотный дискриминатор оказывает основное влияние на точность следящего измерителя частоты. Построение дискриминатора по известной схеме с двумя расстроенными относительно цент­ральной частоты контурами для ДИСС неприемлемо в связи с её нестабильностью, так как уход частоты настройки контуров при изменении температуры или других условий на частоту F при­водит к такой же ошибке в измерении частоты Допплера. Схема КФД является более устойчивой по отношению к дестабилизирующим факторам, так как она построена по принципу непосредственного сравнения вспомогательной частоты сигнала f_c и перестраива­емого гетеродина f_г.

Квадратурно-фазовый дискриминатор включает два преобразо­вателя частоты, состоящих из балансных смесителей и фильтров низких частот (ФНЧ) , двух фазосдвигающих цепей на /2 и фазо­вого детектора (ФД) (рис. 32).

Обозначим напряжение ПГ на входах смесителей

(15)

Напряжение сигнала

(16)

Определим напряжения на выходах преобразователей с учётом действия фазосдвигающих цепей. При этом будем иметь в виду, что ФНЧ выделяет низкую частоту, равную разности между большей и меньшей частотами входных сигналов. Фаза низкочастотного коле­бания равна разности фаз между большей и меньшей частотами. Это является главным, что определяет принцип действия КФД.

Пусть _г > _с, тогда напряжение на входах фазового детектора с учётом выражений (15) и (16) можно представить в виде

(17)

При _г > _с

(18)

Из формул (17) и (18) видно, что при f_г > f_с фазы напря­жений U₁ и U₂ на входах ФД одинаковы и напряжение на выходе ФД U>0; при f_г < f_с фазы противоположны и U<0.

На рис. 33, а и 33, б показаны спектры гармонических сигналов, а на рис. 33, в - соответствующая этому случаю ступенчатая дискриминационная характеристика. Реальный спектр допплеровских частот содержит множество гармоник со случайными амплитудами (рис. 34, a). Для части гармоник, для которых f_г > f_сi, напряжение дискриминатора U>0, для остальных U<0. Среднее значение =0 при f_г = f_{с ср} при плавном изменении f_г относительно f_{с ср} изменяется в соответствии с рис. 34, б), образуя типичную характеристику частотного дискриминатора. Полоса прозрачности частотно-следящего фильтра опре­деляется полосой пропускания ФНЧ, изменение полосы производится переключением постоянной времени в ФНЧ.

Рассмотрим работу следящего фильтра в режиме слежения (рис. 31). В этом случае спектр сигнала находится в полосе про­пускания фильтра. Выходной сигнал КФД U поступает через ключ на интегратор И1.

Если f_г > f_{с ср} то > 0 и напряжение интегра­тора с течением времени увеличивается. В качестве управляюще­го оно через суммирующий каскад подаётся на ПГ, частота кото­рого будет уменьшаться до тех пор, пока не установится =0. При f_г < f_{с ср} < 0 и f_г увеличивается. Таким образом отслеживается значение f_г = f_{с ср} =f_оп + F_{Д ср}. Выходным сигналом является гармоническое колебание, получае­мое как разность частот перестраиваемого гетеродина и генера­тора опорной частоты

.

Кроме того, формирователь импульсов преобразует синусо­идальный сигнал в последовательность стандартных импульсов, которая параллельно выдаётся на импульсный выход.

Интегратор И1 играет роль накопителя сигнала ошибки, сглаживающего фильтра и запоминающего устройства о величине f_{с ср} в тех случаях, когда следящий фильтр переходит в ре­жим "Память".

Ключ Кл поддерживается пороговой схемой в положении "Сле­жение" втечение времени, пока отношение сигнал/шум в полосе пропускания КФД не меньше допустимого (порядка 0 дБ) для на­дёжного измерения F_{Д ср}. Для работы пороговой схемы необхо­димо оценивать мощность сигнала в полосе КФД, а также мощность шума на выходе УДЧ в частотной полосе, не содержащей полез­ного сигнала. Мощность шума оценивается с помощью схемы, состоящей из полосового фильтра с граничными частотами 12 и 14 кГц, квадратичного детектора и интегратора И2, подсоединённой к входу следящего фильтра. Выходной сигнал этой схемы подаётся в качестве порога для сравнения с ним мощности полезного сигнала.

Для того, чтобы оценить мощность полезного сигнала в по­лосе КВД по выходному напряжению U , среднее значение которого в режиме слежения = 0, оказалось необходимым в цепь управления частотой f_г через каскад суммирования вводить дополнительный синусоидальный сигнал от генератора частоты захвата ГЧЗ с частотой f_захв ≈ 60 Гц. Под действием сигнала ГЧЗ частота f_г периодически смещается на небольшую величину относительно f_{г ср} , При этом возникают пульсации U с частотой f_захв, если в полосе КФД есть спектр сигнала. Если сигнала в полосе КФД нет, то пульсаций U не будет, поскольку спектральная плотность шума на интервале частот, соответствующей полоса КФД, практически постоянна.

Д ля принятия решений о наличии сигнала с отношением сигнал/шум не меньше заданного используют фазовый детектор (ФД) и пороговое устройство. На ФД подаются сигнал КФД U и опорное напряжение от ГЧЗ. ФД выделяет составляющую U , совпадающую по фазе с напряжением захвата. Если в полосе пропускания КФД есть полезный сигнал, то среднее значение выходного сигнала ФД захвата зависит от мощности сигнала и шума, а при отсутствии сигнала определяется только мощностью шума.

Напряжение на выходе ФД захвата сравнивается с выходным (пороговым) напряжением интегратора И2. Когда напряжение ФД меньше порогового, ключ Кл переключается в положение "Поиск", слежение прекращается, выдаётся сигнал "Память" и начинается поиск допплеровского спектра по частоте. На вход интегратора И1 подается напряжение поиска, представляющее собой меандр с периодом порядка 60 с. При этом выходное напряжение интеграто­ра И1 изменяется по линейно-ломаному закону, обеспечивая медленный поиск по частоте в пределах диапазона возможных допплеровских частот.

При появлении спектра сигнала в полосе КФД с достаточным отношением сигнал/шум, срабатывает пороговое устройство, ключ Кл переключается в положение "Слежение" и схема переходит в ре­жим сопровождения сигнала по частоте.

Периодическое изменение частоты f_г под воздействием напря­жения ГЧЗ приводит к периодическому, с частотой f_захв, изменению выдаваемых следящим фильтром значений средней допплеровской частоты F_{Д ср}. Однако это не приводит к возрастанию погрешностей ДИСС, так как вычислитель W_п и _с имеет интег­раторы с постоянной времени, значительно превышающей величину Т_захв=1/ f_захв.

В заключение приведём типовые тактико-технические характе­ристики самолётного ДИСС гражданской авиации с ЧМ-сигналом:

• диапазон измеряемых путевых скоростей составляет - 180 -1300 км/ч;

• диапазон измеряемых углов сноса - ±30^о;

• ошибка измерения путевой скорости (2_w) при горизонтальном полёте над сушей - не более 0,25%;

• ошибка измерения угла сноса (2_с) - не более 16';

• измерение обеспечивается при углах крена до 20^о, углах танга­жа - до 10^о;

• рабочий диапазон высот – 10 -15000 м;

• вид излучения - непрерывный ЧМ-сигнал;

• диапазон длин волн - 2,24 - 2,26 см;

• число лучей - 3,  - расположение;

• установочные углы лучей:

в горизонтальной плоскости относительно продольной оси самолёта  = 35°;

угол наклона в вертикальной плоскости  = 64°;

• коэффициент усиления антенны по лучу - 400;

• ширина луча по нормали к изодопплеровской гиперболе 4,5^о, вдоль гиперболы - 10°;

• частота переключения лучей - 3 Гц;

• мощность излучаемых колебаний - 0,26 Вт;

• диапазон допплеровских частот сигнала - 0,8 -11 кГц

• чувствительность по захвату - не менее 109 дБ/мВт;

• время поиска сигнала - не более 9  3 с;

• потребляемая мощность по сети 115 В 400 Гц – не более 300 ВА, по сети постоянного тока 27 В - не более 3 Вт.