ekzamen_ORLiRN

демодулятора будет иметь большую длительность, а значит – узкий спектр и, следовательно, большую разрешающую способность по скорости.

Таким образом, с одной стороны, сложный сигнал за счет внутриимпульсной модуляции при большой длительности имеет широкий спектр и обеспечивает высокую разрешающую способность по дальности, а с другой стороны, из него с помощью демодуляции можно сделать простой сигнал той же длительности, который обеспечивает высокую разрешающую способность по скорости.

Операция получения из сложного сигнала простого сигнала малой длительности называется сжатием по времени и выполняется СФ, а операция получения простого сигнала большой длительности называется сжатием по спектру и выполняется демодулятором.

18.Фазоманипулированные сигналы.

В качестве строительного элемента (символа) берется короткий прямоугольный радиоимпульс (простой сигнал), а результирующий ФМ-сигнал оказывается набором простых сигналов, фаза которых от символа к символу меняется скачком. В общем случае величина скачка фазы может быть произвольной. Рассмотрим случай, когда фаза символов принимает лишь два дискретных значения: 0 и 180°.

На рис. 22, а показан простой сигнал с длительностью τ1 и шириной спектра ∆f1 = 1/τ1. На рис. 22, б пять простых сигналов составляют сложный. Первый символ сложного сигнала по фазе совпадает с начальной фазой первого простого импульса. Обозначим его фазу как 0. Второй символ стоит вплотную к первому и перевернут по фазе (π), третий и четвертый имеют ту же фазу, что и первый, и т. д. В результате создается кодовое слово из 5 символов со следующим кодом: 0π00π.

Если бы все N символов имели одинаковую с первым символом фазу, то суммарный сигнал был бы попрежнему простым, только более длинным. Спектр его сузился бы в N раз, так как τ2 = Nτ1 и

Если фазы символов чередовать периодически, то мы получили бы периодическую последовательность импульсов, спектр которой тоже был бы периодическим, не сплошным. Можно, однако, так подобрать последовательность символов, что спектр останется широким (∆f2=∆f1) и сплошным. Длительность же τ2 возрастает в N раз.

Таким образом, база результирующего сигнала

т. е. сигнал действительно отвечает определению сложного сигнала.

ФМ-сигнал, использующий код Баркера: код из N

символов, у которого главный максимум АКФ имеет высоту N, а высота боковых лепестков не превышает единицы.

Последовательность 0π00πππ является кодом Баркера из 7 символов. Все достоинства этой последовательности выявляются после приема отраженного сигнала и его оптимальной обработки

19. Обнаружение детерминированного

одиночного импульсного сигнала на фоне помехи с равномерным энергетическим спектром на согласованном фильтре.

Обеспечивает значение корреляционного интеграла при любом времени запаздывания tз

Выходное напряжение фильтра с импульсной характеристикой вида (6) в момент времени υ+tз равно,

с точностью до масштабного множителя С, значению корреляционного интеграла для времени запаздывания

Uвых(υ + tз)=СZ(tз). Величины С и υ - постоянные,

определяемые параметрами фильтра. Напряжение на выходе фильтра равно (при С = 1) значению корреляционного интеграла в момент окончания полезного сигнала t=T. Такой фильтр позволяет реализовать оптимальный алгоритм обнаружения сигнала и называется оптимальным фильтром.

Передаточная характеристика фильтра связана с его импульсной характеристикой преобразованием Фурье

Передаточная характеристика фильтра должна с точностью до постоянного множителя e-jωT совпадать с

комплексно-сопряжённым спектром полезного сигнала Поэтому, такой фильтр называется согласованным с сигналом Sa(t) или просто согласованным фильтром Форма полезного сигнала на выходе фильтра Sвых(t), то оказывается, что она совпадает с точностью до постоянного множителя с автокорреляционной функцией полезного сигнала.

Интеграл соответствует математической операции интегральной свёртки, который выражает напряжение на выходе линейного фильтра, импульсная

характеристика которого равна h(τ)=Sa(υ-τ), что соответствует зеркальному отображению функции Sa(τ) относительно прямой, проходящей через точку τ

=υ / 2.

Структурная схема оптимального обнаружителя с согласованным фильтром

Согласованный фильтр не реагирует на начальную фазу полезного сигнала, но её необходимо знать для управления моментом сравнения напряжения на выходе

фильтра с порогом. Момент этот для фильтра с минимальной задержкой должен точно соответствовать окончанию полезного сигнала, при этом отношение сигнал/помеха на выходе фильтра максимально

20. Импульсная и частотная характеристики СФ. (Прошлый вопрос+)

Согласованный фильтр предназначен для максимизации отношения сигнал/шум на своем выходе при приеме сигнала на фоне белого шума со спектральной плотностью мощности N(f) = N0. Не зависит от временной задержки сигнала τ и на выходе СФ представляет собой сигнал, который является разверткой во времени АКФ входного сигнала.

Импульсная характеристика СФ является зеркальным отображением сигнала S(t) с запаздыванием Т, равным длительности сигнала τи: h(t)=ku(T–t), где k – амплитудный множитель (коэффициент усиления СФ)

Частотная характеристика СФ Ý(jw) c точностью до произвольного вещественного множителя k и множителя запаздывания ехр[–jwT] представляет собой функцию, комплексно сопряженную со спектром входного сигнала G(jw): Ý(jw) = k ехр[–jwT ]G*(jw)

Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ)

согласованного фильтра повторяет амплитудночастотный спектр принимаемого сигнала с точностью до множителя k: |Y(jw)| = k|G*(jw)|, а фазочастотная характеристика (ФЧХ) j(jw) состоит из двух слагаемых: первое имеет знак, обратный знаку фазочастотного спектра принимаемого сигнала Y(jw), а второе представляет собой линейную функцию –wT: j (jw) = – Y(jw) – wT

а-спектр сигнала У сигнала, снимаемого с выхода СФ в момент времени

Т (т. е. когда весь сигнал «вошел» в СФ), все частотные составляющие спектра сигнала будут синфазны. Разности фаз между частотными составляющими спектра сигнала, определяемые фазочастотным спектром Y(jw), будут скомпенсированы в этот момент ФЧХ согласованного фильтра – рисунок б На рис. в – д показаны три составляющие спектра

сигнала на частотах f1, f2 и f3, синфазные в момент времени Т = τи полного вхождения сигнала в СФ, а на рис. е – их сумма. Такое синфазное суммирование различных частотных составляющих спектра сигнала в момент времени Т вызывает появление на выходе СФ максимального значения сигнала, величина которого равна энергии входного сигнала Е. Для всех других моментов времени (t 0 ÷ 2T, t ≠ T) значение выходного сигнала меньше, чем в момент времени Т, так как фазочастотный спектр сигнала не компенсируется ФЧХ фильтра, и частотные составляющие спектра сигнала суммируются несинфазно.

Сигнал на выходе СФ является разверткой во времени АКФ входного сигнала и имеет спектр

Gвых(jw) = Y(jw)G(jw) = kexp[–jwT]|G(jw)|2

Принцип действия СФ для сложного сигнала с ЧМ и простого радиоимпульса такой же длительности

21.Форма сигналов на выходе коррелятора и СФ, максимальное значение сигнальной составляющей на выходе СФ.

Вопросы 19,20

22.Обнаружение одиночного импульсного сигнала с неизвестной начальной фазой., [1] с.13-16.

При обнаружении сигнала с полностью известными

отражения и распространения зондирующего сигнала и т.д. Строго говоря, это приводит к неизвестности задержки огибающей сигнала. Однако длительность сигнала всегда много больше, чем период несущей частоты, и небольшие изменения задержки можно рассматривать только как изменения фазы, а время начала и конца полезного сигнала считать известным с точностью до периода высокой частоты.

Поведение выборочных значений случайной начальной фазы ϕ0 характеризуется плотностью вероятности W(ϕ0 ) Когда начальная фаза может равновероятно принимать

любое значение в интервале от 0 до 2π,

ПУ - пороговое устройство.

ГКС – генератор калибровочных сигналов В качестве опорных колебаний на умножители

подаются сдвинутые по фазе на 90о колебания высокой частоты. Такие колебания в радиотехнике называются квадратурными. Наличие двух каналов исключает потерю полезного сигнала за счёт незнания его начальной фазы При квадратурном суммировании помех в

двухканальном корреляторе происходит увеличение их интенсивности и изменение функции распределения от нормальной к обобщённой, что приводит к увеличению вероятности появления больших выбросов помехи.

Формирование оптимальной импульсной характеристики фильтра может быть осуществлено при использовании резонансного усилителя, согласованного с одиночным импульсом, и последовательно с ним включённой неискажающей линии задержки с отводами и общим сумматором.

Результирующая амплитудно-частотная характеристика всего устройства |K1(f )K2(f)| практически ограничена колокольной характеристикой |K1(f)| и совпадает с гребенчатым амплитудно-частотным спектром когерентной пачки колокольных радиоимпульсов

Полное изменение частоты зондирующего сигнала fМ =2 fД – полоса качания частоты или полоса модуляции. В РВ с ЧМ сигналом всегда выполняется условие f0 fМ. Это вызвано тем, что антеннофидерный тракт и высокочастотный генератор не допускают больших отклонений частоты от номинала. Отражённый сигнал необходимо принимать одновременно с излучением зондирующего сигнала.

Отражающая поверхность является протяжённой вследствие конечной ширины диаграммы направленности. Сигнал, отражённый от точечной неподвижной цели, по форме точно повторяет зондирующий сигнал, но с запаздыванием на время tR=2R/с. Зависимость частоты принимаемого сигнала fПРМ от времени изображена на рис. (в) Она изменяется по такому же линейно-ломаному закону, как и частота излучаемого сигнала, но с запаздыванием на время tR: fПРМ (t) = fизл (t - tR ). В текущий момент времени t принимается тот сигнал, который был излучён раньше - в момент t - tR

Принимаемый сигнал поступает на смеситель. Одновременно небольшая часть мощности колебаний передатчика ответвляется с помощью делителя мощности и подаётся на смеситель приёмника в качестве гетеродинирующего сигнала. На выходе смесителя с помощью фильтра выделяется разностная частота, равная абсолютному значению разности мгновенных частот излучаемых и принимаемых колебаний

FP( t ) = | fПРД ( t ) – fПРМ ( t ) |

Период модуляции TM выбирается достаточно большим, чтобы при любых дальностях выполнялось соотношение TMtR. Тогда зоны обращения будут пренебрежимо малы и можно считать, что средняя разностная частота за период TM равна FP0: FPсрFP0. При этом задача измерения дальности сведётся к измерению FPср. На выходе фильтра разностной частоты колебания UP(t) (рис.д) с помощью формирователя импульсов превращаются в последовательность импульсов (рис. в), средняя частота которых определяется частотомером. Такой метод измерения частоты называют методом "счёта нулей", так как стандартный импульс формируется каждый раз при переходе через нуль напряжения UP(t) снизу-вверх. Индикатор показывает измеренную дальность с учётом масштабного коэффициента mR

25. Фазовый метод измерения дальности.

Рассмотрим сначала идеализированный случай. В свободном пространстве имеется один единственный отражатель и фазовая РЛС. Передатчик излучает синусоидальное немодулированное колебание частоты f0 с текущей фазой

прд = 2 f0t +

Сигнал отражается от цели А (или ретранслируется ответчиком цели и поступает в приёмник с фазой

прм = 2 f0 (t - tR) + + ,

где - сдвиг фазы при отражении от цели

В дальнейшем мы будем полагать его известным и учтённым в начальной градуировке Главное свойство отражённого сигнала, используемое в

измерениях, - его запаздывание относительно зондирующего на время tR в пути до цели А и обратно

tR = 2 R с

Передаваемое и принимаемое колебания поступают на фазометр ФМ, измеряющий разность между ними

прд - прм 2 f0 tR - = (4 f0R с) - .

26.РЛС “Гроза”, режим “Земля”

Изображение местности на экране индикатора получается в результате различных значений эффективной отражающей поверхности наземных

Для получения такой диаграммы в этом режиме используется антенный отражатель (рефлектор) двойной кривизны.