Электроника

91

коэффициента частотных искажений на низшей частоте практически для любой цепи любого усилительного устройства. Так, для выходной цепи

убедиться, проделав выкладки для выходной цепи рассматриваемого усилителя. В результате получим, что

нС2 С2 Rвых Rн С2 Rк Rн .

Таким образом, для определения M н следует найти постоянные времени всех цепей, влияющих на низкой частоте на Ku затем подставить

каждую из них в (2.9), а полученные значения коэффициентов частотных искажений сложить.

Для эмиттерной цепи усилительного каскада можно записать:

нСЭ Сэ Rвых || Rэ СэRвых э ,

где Rвых э - выходное сопротивление каскада со стороны эмиттера

транзистора, т.е. выходное сопротивление усилительного каскада ОК, который будет рассмотрен ниже. Здесь же отметим, что его значение обычно не превышает десятков Ом, поэтому и получается весьма малая величина для

нСЭ . Это обстоятельство и определяет максимальные искажения в цепи конденсатора Сэ . Таким образом, для уменьшения M н в рассматриваемом каскаде требуется увеличить емкости С1 и С2 но в первую очередь в большей степени - Сэ .

Рассмотрим теперь частотные искажения в области высоких частот (ОВЧ). Для ОВЧ эквивалентную схему каскада ОЭ можно преобразовать к виду, приведенному на рис. 2.11. Здесь не использованы некоторые элементы, которые не оказывают практического влияния на работу усилителя

коэффициента , который является комплексной величиной и поэтому на

схеме обозначен как .

92

Эквивалентный коэффициент е , который учитывает шунтирующее

Выражение (2.10) справедливо для любого усилительного устройства. Оно указывает на то, что уменьшения искажений в ОВЧ можно достичь

снижением в , значение которой во многом определяется используемым в

определяются временем пролета неосновных носителей заряда через базу. Для ВЧ транзисторов (при Сн 0 ) в Ск*Rкн , т. е. зависит не только от параметров транзистора, но и от Rкн .

Необходимо отметить, что в ОВЧ с ростом частоты не только возрастает M в , что соответствует уменьшению коэффициентов усиления в

каскаде, но и увеличивается фазовый сдвиг Uвых относительно Uвх . При этом угол фазового сдвига для каскада ОЭ с ростом в стремится от 180 к

360°.

Как уже отмечалось выше, одним из основных параметров усилительного каскада является стабильность его работы. Важно, чтобы в усилителе обеспечивался стабильный режим покоя.

Существует три причины, влияющие на изменение тока Iк0 под

воздействием температуры (или другого вида внешнего воздействия). Так, при возрастании температуры, во-первых, увеличивается обратный ток

коллекторного перехода, во-вторых, уменьшается напряжение Uбэ0 и, в- третьих, возрастает коэффициент 0 .

Для большинства усилителей, выполненных на кремниевых транзисторах, основной фактор влияния на Iк0 определяется приращением

Uбэ0 t T , где t - температурный коэффициент напряжения (3 мВ/град),

93

T - рабочий температурный диапазон. В этом случае нестабильность тока коллектора можно представить в следующем виде:

усилительного каскада, который показывает, во сколько раз в усилительном каскаде изменения тока покоя больше, чем в идеально стабилизированном

уменьшается, стремясь в пределе к величине . При этом усилитель будет иметь наилучшую стабильность. Однако необходимо отметить, что

уменьшение Sнс приводит к снижению коэффициента усиления. Если, наоборот, увеличивать Rб и уменьшать Rэ , то Sнс будет стремиться к своей максимальной величине 0 . Такая плохая стабильность характерна для усилительного каскада (см. рис. 2.6). На практике же обычно Sнс 2 5.

Для повышения стабильности работы усилительного каскада иногда используют термокомпенсацию. Принципиальная схема одного из таких каскадов ОЭ приведена на рис. 2.12. Здесь в цепь базы транзистора включен прямосмещенный диод, ТКН которого равен ТКН эмиттерного перехода

транзистора. При изменении температуры напряжение Uбэ0 и напряжение на диоде будут меняться одинаково, в результате чего ток Iб0 останется

нестабильность порождает изменение Uбэ0 . В ИМС диод заменяется

транзистором в диодном включении. При этом реализуется лучшая термокомпенсация, поскольку оба транзистора выполняются на одном кристалле кремния в едином технологическом цикле и, естественно, имеют идентичные параметры.

Помимо каскадов ОЭ известны и усилительные каскады на биполярном транзисторе, включенном по схеме ОБ. В каскаде ОБ могут быть использованы как один, так и два источника питания. Принципиальная схема усилительного каскада ОБ с двумя источниками питания приведена на

рис. 2.13. Сразу отметим, что поскольку в этом каскаде Rб 0, он имеет наилучшую стабильность Sнс .

Усилительный каскад ОБ более стабилен и может работать на более высоких частотах, чем каскад ОЭ, но он не обладает усилением по току и имеет очень малое входное сопротивление (не более десятков Ом). Каскад ОБ на практике используется редко, причем лишь в сочетании с другими усилительными каскадами.

95

отрицательной обратной связью. Наличие отрицательной обратной связи во многом определяет параметры каскада ОК (в частности, низкое значение

KГ ).

выполнить резистор большего номинала практически невозможно. Вследствие этого очень большие значения Rвх могут быть получены только в специальных каскадах ОК.

Ki н , получим

Ki н (1 )Rэ Rэ Rн .

Приведенные соотношения показывают, что усилительный каскад ОК имеет максимальное усиление по току относительно каскадов ОЭ и ОБ.

откуда следует, что Ku 1.

97

усиление по напряжению. Для выполнения равенства Ku1 Ku2 необходимо, чтобы Rк 1 Rэ . При больших значениях достаточно, чтобы Rк Rэ .

2.3. Усилители на полевых транзисторах

Среди усилительных каскадов, выполненных на полевых транзисторах, наиболее широкое применение получил каскад, в котором полевой транзистор, включен по схеме с общим истоком (ОИ). На рис. 2.17 приведена принципиальная схема наиболее распространенного варианта каскада ОИ с RС-связью. Основой такого усилительного каскада являются

два элемента: резистор Rc и полевой транзистор с управляющим р-n-

переходом и n-каналом. Аналогичный каскад может быть выполнен и на МДП-транзисторе со встроенным каналом.

осуществляет гальваническую связь затвора с общей шиной, а также стабилизирует входное сопротивление каскада.

Цепь автоматического смещения RuCu обеспечивает отрицательное напряжение на затворе для режима покоя U зи0 . Величину Ru для заданного тока покоя Ic0 обычно определяют с помощью стокозатворной ВАХ полевого транзистора (см. рис. 2.22). Поскольку за счет протекания Ic0 по Ru между затвором и истоком полевого транзистора возникает напряжение

Из (2.16) можно легко определить Ru . Отметим, что с помощью Ru также осуществляется стабилизация режима покоя (подобно стабилизации с помощью Rэ в усилителе ОЭ на рис. 2.9).

98

В режиме покоя для линейного усилителя выбирают напряжение

При расчете каскада ОИ может оказаться, что Ru имеет относительно

большое значение, что приведет к получению слишком большого отрицательного напряжения на затворе. Для реализации необходимых режимов работы в усилительном каскаде на полевом транзисторе можно использовать делитель напряжения в цепи затвора, т. е. между затвором и источником питания включить дополнительный резистор. Отметим, что в таком усилителе полевой транзистор с p-n-переходом может быть заменен МДП-транзистором с встроенным или с индуцированным каналом.

Рассмотрим теперь параметры каскада ОИ для переменного сигнала. Нетрудно показать, что при подаче положительной полуволны Uвх в

каскаде ОИ будет формироваться отрицательная полуволна Uвых (как и в

каскаде ОЭ), т. е. усилительный каскад ОИ инвертирует входной сигнал. На рис. 2.18 приведена малосигнальная эквивалентная схема в области средних частот для усилительного каскада ОИ. Эта схема получена на основе схемы

rc Rc , что обычно имеет место на практике, выражение (2.18) можно

99

Выходное сопротивление рассматриваемого каскада нетрудно

представить как Rвых rc || Rc . Поскольку обычно rc Rc , то Rвых Rc . Рассмотрим работу каскада ОИ в ОНЧ. Спад коэффициента усиления в

ОНЧ (см. рис. 2.5) для каскада ОИ обусловлен влиянием конденсаторов С1, С2 и Сu . Анализ каскада ОИ в ОНЧ практически совпадает с анализом для каскада ОЭ. При расчете коэффициентов частотных искажений для каждой

необходимо подставить значения постоянных времени рассматриваемых цепей:

времени нС1 имеет большое значение и слабо влияет на искажения сигнала.

В выражении (2.20,б) учтено, что в многокаскадном усилителе обычно каскад ОИ работает на последующий каскад на полевом транзисторе с большим своим входным сопротивлением, т. е. каскад ОИ работает на высокоомную нагрузку. Для истоковой цепи каскада ОИ (2.20,в) учитывают,

что выходное сопротивление со стороны истока Rвыхu мало ( Rвых Ru ). Сопротивление Rвыхu фактически является выходным сопротивлением каскада ОС, который будет рассмотрен ниже. Из-за малого Rвыхu цепь заряда Сu вносит самый большой вклад в коэффициент M н . При расчете усилительного каскада для ОНЧ необходимо общую (заданную) величину M н распределить по всем трем цепям неравномерно, учитывая, что

MнС1 < M нС2 < Mнcu .

Рассмотрим теперь работу каскада ОИ в ОВЧ. При анализе работы каскада на полевом транзисторе в ОВЧ прежде всего следует рассмотреть изменение входного сопротивления каскада. При возрастании частоты входного сигнала для определения входного сопротивления необходимо

учитывать влияние емкостей Сзu и Сзc . Уже на частотах в несколько

десятков кГц может проявиться проводимость, обусловленная этими емкостями, и входное сопротивление становится комплексным. На рис. 2.19 приведены эквивалентные схемы для входной части каскада ОИ в ОВЧ.

При работе усилительного каскада на полевом транзисторе в области высоких частот одним из основных параметров становится входная емкость

Свх . Для каскада ОИ входной ток затвора можно представить как