3289

погрешность квантования. Таким образом, первая RCD - цепочка БРЗ является импульсным элементом (ключом), квантующим по времени положение передних фронтов

сигнальных импульсов с периодом Tn 1 . Триггер fn

запоминает сигнал 1 до тех пор, пока одним из тактовых импульсов не будет зафиксирован задний фронт сигнального импульса О.

Таким образом, первый триггер БР3 представляет собой формирователь с передаточной функцией

G p 1 e Tn p . p

Ввиду того, что тактовые (продвигающие импульсы поступают на все триггеры регистра сдвига синхронно, каждый триггер вносит запаздывание Tn . Чистое запаздывание

к нулю. При отсутствии тактовых импульсов базы транзисторов T1 и T3 и их эмиттеры (проводник В), к которым присоединены конденса-

312

торы C3 и C4 также имеют потенциал U k . Вследствие этого конденсатор - C3 через сопротивление R4 заряжается до потенциала U k , а C4 — разряжается (так как обе его пластины находятся под потенциалом — U k ). В результате проводник А будет иметь нулевой потенциал, а проводник Б — потенциал

—U k относительно земли.

При подаче тактового импульса на базы транзисторовT1 и T2 их потенциал, потенциал их эмиттеров и проводника В будет равен нулю и диод Д1 откроется. Положительный потенциал будет приложен к базе транзистора T5 и последний запрется (если он до этого не был заперт), одновременно открывая через RC-цепочку связи транзистор T6 . Таким образом, информации о состоянии триггера T3T4 переносится в триггер T5T6 . После окончания тактового импульса проводник

разрядится, а C4 - зарядится для полного перезаряда до

возникновения следующего тактового импульса постоянная времени RCD -цепочки

R6C3 R7C4 3,9 мксек

выбрана значительно меньше длительности самого короткого периода тактовых импульсов

313

Tn min 20 мсек fn max 50кгц

Во время тактовых импульсов RCD - цепочки связаны с последующими триггерами через диоды Д1, Д2 и т. д., но

развязаны от предыдущих триггеров сопротивлениями 3,9 ком. Во время пауз между тактовыми RCD -цепочки связаны с предыдущими триггерами через сопротивления 3,9 комR6 , R7 , но развязаны от последующих триггеров запертыми

диодами. В паузах между тактовыми импульсами информации о состоянии ячеек регистра запоминаются триггерами и RCD – цепочками, а во время тактовых импульсов — только RCD - цепочками

Конструктивно регистр сдвига выполнен в виде съемных плат с печатным монтажом, содержащих по восемь ячеек каждая.

БРЗ может быть выполнен также на основе двухтактного феррит триодного регистра сдвига. На рис. 3.20 приведена схема четырех ячеек такого регистра, собранного на ферритовых кольцах марки ВТ-5 ( 2,5 мм) и транзисорах П- I6А. Разработанная схема феррит-транзисторного регистра сдвига содержит всего 40 таких ячеек. Число их определяется необходимой величиной задержки и частотой тактовых импульсов, которая в свою очередь зависит от спектра входного сигнала коррелятора.

Необходимой составной частью БРЗ дискретного коррелятора является генератор тактовых импульсов (ГТИ), управляемый напряжением [17, 30].

Возможны два вида управления генератором – прямо пропорциональное и обратно пропорциональное. При прямо

314

пропорциональном управлении тактовая частота ГТИ пропорциональна управляющему напряжению U упр

при

U упр 1.

U упр

Передаточный коэффициент БРЗ с ГТИ прямо пропорционального управления

является квадратичной функцией приложенного управляющего напряжения, т. е. он изменяется по рабочему диапазону, что является некоторым недостатком таких ГТИ.

315

Рис. 3.20. Схема четырех ячеек феррит – транзисторного регистра сдвига.

На рис. 3.21 приведена принципиальная схема ГТИ с прямо пропорциональным управлением, используемая в разработанном устройстве. Генератор представляет собой несимметричный мультивибратор на транзисторах типа П20T1,T2 , в котором ток разряда одной из емкостей связи C2

управляется приложенным напряжением U упр . Управляющее напряжение подается через эмиттерный повторитель T3 . Время разряда емкости C2 определяет период следования импульсов (интервал между ними). Время разряда емкости C1

постоянно определяет длительность прямоугольных импульсов, создаваемых генера-

316

тором. Потенциометр R8 служит для установки начальной частоты ГТЧ (100 гц).

ГТИ работает следующим образом. В конце тактового импульса мультивибратор опрокидывается (транзистор T1 открывается, а T2 — закрывается). К этому времени конденсатор C1 разряжен, C2 — заряжен (примерно до величины напряжения питания UП ). Затем C1 начинает заряжаться через R5 и промежуток эмиттер — база T1 . После того, как конденсатор C1 зарядится, через R2 будет протекать небольшой ток базы транзистора T1 и последний остается открытым. Ввиду того, что при этом коллектор T1 , находится под потенциалом + UП и C2 заряжен до этого же потенциала, база T2 будет находиться под потенциалом +2UП , т. е. она будет иметь положительное смещение. Вследствие этого

где U эб const - падение напряжения на переходе база – эмиттер.

317

После того как конденсатор C2 разрядится, смещение на базе T2 станет отрицательным, мультивибратор опрокинется и выдаст импульс. Таким образом, время разрядки C2

определяет длительность паузы ( интервал между импульсами).

Рис. 3.21. Схема ГТИ с прямо пропорциональным управлением.

При U упр const длительность паузы Tпаузы легко определить по величине заряда C2 :

318

Во время импульса конденсатора C2 заряжается через R1 и промежуток эмиттер – база транзистора T2 . После окончания заряда C2 протекающая через T3 часть тока базы транзистораT2 держит последний в открытом состоянии. Одновременно во время импульса происходит разряд конденсатора через промежуток эмиттер-коллектор T2 и диод Д1 . Падение напряжения на диоде Д1 создает положительное смещение на базу T1 запирающее последний. После разряда C1 начинается его заряд с обратной полярностью через сопротивление R2 и T2 . В результате база T1 получит отрицательный потенциал. T1 открывается и тактовый импульс прекращается. Таким образом, время разряда конденсатора C1 определяет длительность импульса

Tимп 3C1 RД1 RэбЕ1 3 5 10 9 50 150 3 мсек, (3.89)

где RД1 — прямое сопротивление диода Д1 ;

RэбT1 — сопротивление перехода эмиттер — база транзистора T1 .

319

Если в выражение

подставить два предыдущих уравнения, то получим выражение, определяющее частоту тактовых импульсов ГТИ в установившемся режиме

Как видно из (3.91), частота ГТИ прямо пропорциональна управляющему напряжению. Преимуществом рассмотренной схемы является устойчивая работа в очень широком диапазоне частот (от 1: 500 до 1: 2000) и хорошая линейность характеристики (рис. 3.22).

В схемах с обратно пропорциональным управлением частота ГТИ связана с управляющим напряжением выражением

fn kГ

U упр

и соответственно

Передаточный коэффициент БРЗ в этом случае не изменяется по диапазону

что является положительным свойством таких схем.

На рис. 3 .23 приведены принципиальные схемы ГТИ с обратно пропорциональным управлением частотой.

Изображенный на рис. 3.23, а ГТИ без диодов Д1 и Д2 (типа Д9Ж) представляет собой обычный мультивибратор. Рассмотрим его работу в предположении, что транзистор T2

(П42Б) только что открылся и его коллектор находится приблизительно под потенциалом земли. Вследствие того, что конденсатор C2 заряжен до напряжения U упр , база транзистора

T1 (П42Б) имеет положительный потенциал и последний заперт. C2 разрядится, в основном, через сопротивление R2 . В конце разряда C2 на базу T1 поступит отрицательный потенциал, T1 откроется и опрокинет мультивибратор. Несмотря на то, что в это время T2 заперт, его коллектор находится вначале приблизительно под потенциалом земли, так как C2 разряжен. Затем C2 достигнет значения U упр , диод Д2 откроется и заряд C2 закончится, ток потечет через R4 и диод Д2 . В таком состоянии мультивибратор будет оставаться до тех пор, ока не зарядится C1 . После опрокидывания

мультивибратора аналогичный процесс пройдет в его левом плече.

Таким образом, разряд одного из конденсаторов определяет длительность импульса, разряд другого – длительность импульса. Конденсаторы C1 и C2 заряжаются

соответственно через сопротивление R3 и R2 . В начале заряда к конденсаторам приложено управляющее напряжение U упр , полярность

321

Рис. 3.22. Характеристика ГТИ с прямо пропорциональным управлением.

которого противоположна напряжению питания. Заряд прекращается, когда разностное напряжение на конденсаторе становится равным нулю. Этот процесс описывается выражением

ГТИ, приведенная на рис. 3.23,б, работает следующим образом. При запирании транзистора T2 (П24Б) напряжение на его коллекторе скачком увеличивается до U п и на выходе возникает передний фронт импульса. Конденсатор C3 заряжается через сопротивления R2 и R3 , а C1 — через R2 и базу T1 . После окончания заряда C1 через сопротивление R1 будет протекать ток базы транзистора T1 (П24Б) и последний остается открытым. При этом напряжение на R4 снижается до величины U упр . Когда напряжение конденсатора C2 превысит падение напряжения на сопротивлении R4 , транзистор T3 откроется и его коллектор окажется под напряжением соответствующем падению напряжения на R4 . На выходе возникает задний фронт тактового импульса. Ввиду того, что конденсатор C1 заряжен, на базу транзистора T1 поступит положительный потенциал и транзистор запрется. Сейчас напряжение на R4 определяется напряжением на конденсаторе C2 . Конденсатор C2 разряжается через R4 и промежуток эмиттер – база T2 , а C1 - через R1 и R2 . Когда потенциал базы T1 станет более отрицательным, чем потенциал базы T2 , транзистор T1 откроется, а T2 - закроется, так как оба транзистора имеют общее эмиттерное сопротивление R4 , а T1

потребляет весь протекающий через него ток. Далее весь цикл повторяется сначала.

В отличии от схемы рис. 3.23, б, где оба транзистора включены параллельно и связаны общим эмиттерным сопротивлением R4 , в схеме ГТИ, приведенной на 3.23,в, оба тран-

Рис. 3.23. Схема ГТИ с обратно пропорциональным управлением.

325

зистора включены последовательно ( T1 - П103, T2 - П42Б).

Режим их работы анологичен схеме 3.23, б, однако диапазон модуляции у схемы рис. 3.23, а, шире. Общим преимуществом схем рис. 3.23, б, в, по сравнению со схемой рис. 3.23, а, является более широкий частотный диапазон (1:100) и стабильность амплитуды импульсов, а недостатком - отклонение формы характеристики fn U упр от требуемой.

В дифференциальную схему автоматического корреляционного измерителя скорости входят также логические схемы совпадения, вычитающее устройство и интеграторы (рис. 3.17). В описываемом макете использована дифференциальная схема без сглаживающих фильтров 1 и 2 после схем совпадения И1 и И2 , а лишь с одним интегратором

и совмещенной схемой совпадения и вычитания. Применение совмещенной схемы совпадения и вычитания вызваны тем, что при одновременном поступлении выходных сигналов обеих схем и на схему вычитания на выходе последней напряжение будет равно нулю лишь при строгом равенстве амплитуд выходных импульсов обеих схем совпадения. Практически этого трудно добиться. Поэтому схемы совпадения были объединены со схемой предварительного вычитания в одной логической схеме с тремя входами, соответствующими сигналам рис. 3.17: a sign f2 t ; ;

b f1 sign f1 t ;c f3 t sign f1 t Р .

В этой схеме (рис. 3.24) вычитание амплитуд выходных импульсов схем совпадения заменено логическими операциями. Схема собрана в виде двух схем, одна из которых выдает толь-

Рис. 3.24. Совмещенная схема совпадения, вычитания и интегрирования.

отрицательные импульсы не могут выдаваться одновременно. Обе схемы работают параллельно и окончательное

acb . Интегратор собран на конденсаторе C1 и зарядноразрядных цепочках (зарядная —T2 R7 R5 R8 , разрядная — T6 R5 R14 R15 . Сигнал с выхода интегратора дополнительно усиливается усилителем T6 . Для согласования интегратора с усилителем с нагрузкой применены эмиттерные повторители T4 ,T5 и T7 , Д7 - стабилитрон.

Для отсчета частоты генератора тактовых импульсов (пропорциональной измеряемой скорости) в схеме предусмотрен блок цифровой индикации (БЦИ) на четыре декады. БЦИ осуществляет запоминание импульсов, поступивших с управляемого ГТИ в счетчик в течении фиксированного промежутка времени.

Рис. 3. 25. Упрощенная схема двух коммутирующих ячеек.

328

Для визуального отсчета выходных величин в цифровых системах наиболее удобным являются цифровые указатели на газонаполненных лампах (типа ИН – 1, ИН – 2, НИКСИ и др.)

[4, 5, 6, 9, 24, 33].

Однако использование цифровых ламп в транзисторных системах затруднено в связи с относительно высоким напряжением их зажигания (в лампах типа ИН – 1 – около 200 в). Непосредственная коммутация цифровых ламп при помощи германиевых транзисторов почти неизбежно приводит к пробою последних, так как их максимально допустимое рабочее напряжение невысоко (например, у транзисторов П11 оно равно +20 в) [33]. Это препятствует применению транзисторных схем с непосредственной коммутацией в серийной аппаратуре. Предпринимаются попытки обойти эти трудности путем использования высоковольтных транзисторов типа П26Б (допускающих максимальное напряжение на коллекторе до 100 в), включаемых в схемы делителей напряжения [9, 24]. Разработаны также довольно сложные схемы управления цифровых ламп ИН – 1, содержащие питающее устройства с большим числом блокинг - генераторов [5, 6].

В разработанном блоке цифровой индикации коммутация ламп ИН – 1 осуществляется при помощи тиратронов с холодным катодом типа МТХ – 90. Схема цифрового блока отличается простотой и надежной работой при значительном разбросе параметров и питающих напряжений.

Блок индикации предназначен для преобразования информации (из двоично – десятичного кода в десятичный), запоминая ее и индикации в виде четырехразрядного числа. Число разрядов может быть при необходимости увеличено.

Индикация и запоминание информации осуществляется при помощи полистабильной триггерной схемы на тиратронах МТХ-90 с общим анодным сопротивлением [9]. Упрощенная схема двух ее ячеек приведена на рис. 3 .25. Здесь Ra - общее

анодное сопротивление тиратронов; R1 и R2 —

сопротивления, эквивалентные динамическому сопротивлению промежутков анод — катод лампы ИН – 1 (динамическое сопротивление промежутка анод катод после зажигания примерно постоянно и равно 10—20 ком); RC1 и

подаче положительного импульса (80—85 в) на сетку тиратрона Л1 последний зажигается и потенциал на его аноде скачкообразно уменьшается до значения UГ . Напряжение заряженных конденсаторов оказывается включенным навстречу напряжению на аноде Л2 уменьшая его до величины, меньшей напряжения горения, в результате чего тиратрон Л2 тухнет. Конденсаторы перезаряжаются, изменяя полярность на противоположную. Новое состояние будет устойчивым до поступления на сетку Л2 следующего

положительного импульса, который зажжет тиратрон и изменит состояние схемы.

Вышеприведенные рассуждения справедливы для любого количества ячеек. В нашем случае каждая декада содержит по 10 ячеек ( Л1 Л10 на рис. 3.26).

Лампа ИН-1 всегда будет надежно переключаться, несмотря на возможный разброс значений напряжения зажигания для разных промежутков анод — катод. Как показал эксперимент, разброс может достигать величины 60 в, однако перепад напряжений на переключаемом тиратроне

U Ua U Г 280 60 220 в.

значительно превышает эту величину.

Положительные импульсы для зажигания тиратронов поступают из устройства ввода и преобразования информации.

Данная схема использовалась для индикации показаний счетчика (на рис.3.26 не показан), получаемых в двоичнодесятичном коде 1—2—4—2. Информация о состоянии четырех триггеров счетчика поступает в каждую декаду схемы по четырем проводам («1, 2, 3, 4 — к счетчику», рис.3. 26). В каждом триггере счетчика в цепь эмиттер — земля одного из двух транзисторов включен промежутком база — эмиттер вспомогательный третий транзистор (на рис. 3.26 не показан). Коллекторы вспомогательных транзисторов выведены в точки 1, 2, 3, 4 (рис. 3.26), которые в зависимости от состояния этих транзисторов получают потенциал земли или провода a. Транзисторы T1 T4 инвертируют сигналы и вместе с

дополнительными транзисторами счетчиков управляют диодной дешифраторной матрицей, которая превращает двоично-десятичный

331