636_Nosov_V.I._Seti_radiodostupa_CH.1_

видно, что пакеты содержат не больше 1,4 = 2 символов подряд и разнесены, по крайней мере, на M 1,4 5 1 4.

3.Минимальная прямая задержка, вызванная использованием устройств чередования (перемежения) символов на передающей стороне и устройства обратного чередования (деперемежения) символов на приемной стороне, составляет (2MN – 2M + 2) = 42 символьных интервала.

4.Требуемый объем памяти составляет 2 MN = 50 символов.

Как правило, параметры устройства перемежения, используемого совместно с кодом с коррекцией одиночных ошибок, выбираются таким образом, чтобы число столбцов N превышало ожидаемую длину пакета. Выбираемое число строк зависит от того, какая схема кодирования будет использована. Для блочных кодов М должно быть больше длины кодового блока; для сверточных кодов М должно превышать длину кодового ограничения. Поэтому пакет длиной N может вызвать в блоке кода (самое большее) одиночную ошибку; аналогично в случае сверточных кодов в пределах одной длины кодового ограничения будет не более одной ошибки. Для кодов с коррекцией ошибок кратности t, выбираемое N должно лишь превышать ожидаемую длину пакета, деленную на t.

7.1.2 Сверточное чередование

Помимо блочных устройств перемежения, используются сверточные устройства перемежения. Схема одного из таких устройств представлена на рисунке 7.5.

Кодовые символы последовательно подаются в блок из N регистров; причем каждый последующий регистр может хранить на J символов больше, чем предыдущий. Нулевой регистр не предназначен для хранения (символ сразу же передается).

С каждым новым кодовым символом коммутатор переключается на новый регистр, и кодовый символ подается на него до тех пор, пока наиболее старый кодовый символ в регистре не будет передан на модулятор передатчика канала. После (N – 1) регистра коммутатор возвращается к нулевому регистру и цикл снова повторяется. После демодулятора приемника канала все операции повторяются в обратном порядке. И вход, и выход устройств перемежения и деперемежения должны быть синхронизированы.

На рисунке 7.6 показан пример простого сверточного четырехрегистрового (J = 1) устройства перемежения/деперемежения, загруженного последовательностью кодовых символов.

При этом последовательности имеют вид:

на входе перемежителя

1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12, 13, 14, 15, 16, 17, и т.д.;

221

на выходе перемежителя

1, x, x, x, 5, 2, x, x, 9, 6, 3, x, 13, 10, 7, 4, 17, 14, 11, 8, и т.д.;

на выходе деперемежителя

x, x, x, x, x, x, x, x, x, x, x, x, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, и т. д,

где знак «х» – означает неопределенное состояние.

Рисунок 7.5 Структурная схема сверточного перемежителя - деперемежителя

Одновременно на этом же рисунке представлено синхронизированное устройство восстановления, которое передает обработанные символы на декодер. На рис. 7.6, а показана загрузка символов 1 – 4; знак "х" означает неизвестное состояние. На рис. 7.6, б представлены первые четыре символа, подаваемые в регистры, и показана передача символов 5-8 на выход устройства перемежения. На рис. 7.6, в показаны поступающие в устройство символы 9 – 12. Теперь устройство восстановления заполнено символами сообщения, но еще не способно ничего передавать на декодер. И, наконец, на рис. 7.6, г показаны символы 13 – 16, поступившие в устройство чередования, и символы 1 – 4, переданные на декодер. Процесс продолжается, таким образом, до тех пор, пока полная последовательность кодового слова не будет передана на декодер в своей исходной форме.

222

Рис. 7.6 Пример работы сверточного перемежителя/деперемежителя

Рабочие характеристики сверточного устройства перемежения сходны с параметрами блочного устройства перемежения. Важным преимуществом сверточного устройства перемежения перед блочным устройством перемежения является то, что при сверточном перемежении прямая задержка составляет M(N-1) символов при М = NJ, а требуемые объемы памяти— M(N-1)/2 на

223

обоих концах канала. Очевидно, что требования к памяти и время задержки снижаются вдвое по сравнению с блочным чередованием [18].

Помимо рассмотренных выше регулярных блочного и сверточного перемежения может быть использовано случайное перемежение с использованием на приеме и передаче псевдослучайной последовательности для управления работой коммутаторов.

При передаче отсчетов речевого сигнала восьмиразрядными кодовыми комбинациями перемежение бит позволяет исключить появление при восстановлении сигнала в ЦАП нескольких подряд следующих ошибочных отсчетов, т.е преобразовать пакеты ошибочных отсчетов в одиночные ошибочные отсчеты. А одиночные ошибочно принятые отсчеты могут быть исправлены методом маскирования (раздел 3).

7.2 Скремблирование цифровых потоков

Поскольку в цифровых потоках используется двоичный код NRZ, в них возможно появление длинных последовательностей нулей и единиц. Известно, что при наличии в канале тональной частоты пауз, которые составляют от 70 до 75 % времени работы канала, на выходе аналогово-цифрового преобразователя появляются восьмиразрядные кодовые комбинации нулей. Наличие длинных серий нулей и единиц приводит к тому, что в таком цифровом сигнале отсутствует информация о тактовой частоте и, следовательно, ухудшается точность выделения тактовой частоты в регенераторе и возрастает коэффициент ошибок на его выходе.

Кроме того, наличие длинных серий нулей и единиц в цифровом сигнале, которым модулируется несущая частота передатчика, приводит к тому, что во время прохождения длинных серий нулей и единиц вся мощность передатчика сосредоточена на несущей частоте (нет модулирующего сигнала). Такая ситуация приводит к тому, что данный передатчик в эти моменты времени создает недопустимую помеху другим радиосредствам, работающим в совмещенных и соседних каналах с данным радиосредством. Недопустимой такая помеха будет потому, что частотно-пространственное размещение радиосредств обычно осуществляется с учетом модулированного сигнала. Таким образом, наличие длинных серий нулей и единиц в цифровом модулирующем сигнале приводит к существенному ухудшению электромагнитной совместимости радиосредств и как следствие, к снижению эффективности использования радиочастотного спектра.

Чтобы устранить негативное влияние наличия длинных серий нулей и единиц в цифровом сигнале на качество выделения тактовой частоты в регенераторе и на электромагнитную совместимость радиосредств необходимо разрушить эти длинные серии нулей и единиц. Одним из способов разрушения длинных серий нулей и единиц в цифровом двоичном сигнале является введение в него псевдослучайной последовательности (ПСП).

224

Отметим, что термин псевдослучайная последовательность появился из следующих соображений. Известна случайная последовательность, которая имеет период следования ТСП стремящийся к бесконечности и равную вероятность появления нулей и единиц

Существенным недостатком случайной последовательности является то, что она не предсказуема, т.е. еѐ нельзя повторить. Это свойство случайной последовательности не позволяет удалить еѐ на приемной стороне при восстановлении исходного цифрового сигнала рисунок 7.7.

Псевдослучайная последовательность (ПСП) имеет конечный период повторения, определяемый разрядностью регистра сдвига генератора псевдослучайной последовательности, а вероятность появления нулей и единиц в такой последовательности примерно одинакова

Формирование ПСП регистром сдвига делает еѐ предсказуемой, т.е. еѐ можно повторить на приемной стороне рисунок 7.7.

Введение псевдослучайной последовательности производится в скремблере, где входной двоичный цифровой сигнал перемешивается с псевдослучайной последовательностью в сумматоре по модулю два рисунок

7.7.

Рисунок 7.7 Функциональные схемы скремблера и дескремблера

На вход скремблера поступает двоичный цифровой поток X(t) в коде NRZ с длинными сериями нулей и единиц. В сумматоре по модулю два с этим потоком складывается псевдослучайный двоичный цифровой сигнал Z(t). На выходе сумматора по модулю два получается скремблированный цифровой двоичный поток

225

Из (7.3) следует, что временные характеристики выходного двоичного цифрового потока определяются как временными характеристиками входного цифрового потока, так и временными характеристиками псевдослучайного цифрового потока.

Скремблированный цифровой поток Y(t), после прохождения канала, где на него воздействуют шумы и помехи, поступает на вход дескремблера. В дескремблере осуществляется удаление из входного цифрового потока псевдослучайной последовательности путем подачи на вход сумматора по модулю 2 такой же ПСП как и в скремблере

7.2.1 Генератор псевдослучайной последовательности

В общем случае генератор ПСП состоит из контура исключающего ИЛИ, перемножителей и линейного регистра сдвига с обратной связью, который фактически является цепью однобитовых элементов памяти рисунок 7.8.

Выход

Рисунок 7.8 Генератор псевдослучайной последовательности

Генератор ПСП рисунок 7.8 можно рассматривать как реализацию суммы (по схеме исключающего ИЛИ) членов

где коэффициенты Ai принимают значения 0 или 1; причем при Ai = 0 удаляется соответствующий контур исключающего ИЛИ, а при Ai = 1 – соответствующий контур остается включенным.

Другим методом представления генератора ПСП является его рассмотрение через порождающий многочлен. Порождающий многочлен (или генераторный полином) P(X), соответствующий генератору ПСП рисунок 7.8 и уравнению (7.5) можно записать в следующем виде

Важным свойством генераторного полинома является то, что величина обратная ему, это последовательность, сгенерированная соответствующим генератором ПСП.

Рассмотрим пример генератора ПСП, представленного на рисунке 7.9. В данном случае рассматривается трехразрядный регистр сдвига с обратными связями и генераторным полиномом

Поскольку в данном случае A0 = 1, A1 =1, A2 = 0 и A3 = 1.

FT

Установка

Рисунок 7.9 Структурная схема трехразрядного генератора ПСП

Тактовая частота FT обеспечивает продвижение двоичных сигналов по регистру сдвига, а импульс установки обеспечивает установку в начале работы всех

227

триггеров регистра сдвига в определенное состояние, в данном случае единичное 111. Процесс работы регистра сдвига приведен в таблице 7.1. Из таблицы следует, что период псевдослучайной последовательности для данного генератора равен семи тактовым интервалам Т

При этом в каждой из четырех рассматриваемых точек регистра сдвига за период псевдослучайной последовательности в цифровом двоичном сигнале появляются три нуля и четыре единицы, т.е. примерно одинаковое количество тех и других.

Таблица 7.1 Таблица состояний генератора ПСП.

Врассматриваемом случае эта последовательность имеет вид 1001011. По этой причине выходной цифровой двоичный сигнал скремблера Y(t) (7.3) не будет содержать длинных серий нулей и единиц. Таким образом, выходом генератора ПСП может быть любая из четырех точек, необходимо только иметь одинаковые выходы для скремблера и дескремблера.

Вобщем случае при n-разрядном регистре сдвига период псевдослучайной последовательности

Устранение длинных серий нулей и единиц в цифровом потоке позволяет улучшить электромагнитную обстановку, что можно объяснить следующим образом.

7.2.2 Спектральная плотность мощности скремблированного сигнала

В аппаратуре цифровых систем передачи используется цифровой сигнал в коде NRZ, длительность импульса в котором равна тактовому интервалу И = Т.

228

Спектральная плотность мощности такого одиночного импульса определяется с помощью преобразования Фурье

где Т – длительность импульса (тактового интервала).

Спектральная плотность (7.10) обращается в нуль при (π·F∙T) = к π (к = 1,2;…), или на частотах F = к / Т. Для цифрового сигнала FT = 1/T получила название тактовой частоты.

Нормированная спектральная плотность мощности такого одиночного импульса рисунок 7.10 определяется выражением

где G(0) – спектральная плотность мощности на нулевой частоте. Отметим, что для одиночного импульса спектр сплошной и в пределах до

первого нуля на частоте FТ =1/Т в нем содержится 90 % энергии сигнала. Значительная доля энергии в пределах этой полосы указывает на то, что полоса сигнала может быть ограничена значением 1/Т.

Если рассматривать не одиночный импульс, а последовательность импульсов, т.е. двоичный цифровой поток, то спектральная плотность мощности такого потока становится дискретной. Огибающая дискретных составляющих спектральной плотности мощности будет иметь ту же форму, что и для одиночного импульса рисунок 7.10.

Если цифровой поток имеет период повторения ТЦП , т.е. он не повторяется (такой цифровой поток получил название случайного цифрового потока), то FДС расстояние между соседними дискретными составляющими спектра такого потока

Из (7.12) следует, что для случайного цифрового потока ТЦП расстояние между соседними спектральными составляющими стремится к нулю FДС 0. Следовательно, спектр случайной импульсной последовательности, так же как и спектр одиночного импульса, является сплошным.

Теперь рассмотрим спектральную плотность мощности цифрового сигнала с псевдослучайной последовательностью. Как и у любой импульсной последовательности, спектральная плотность мощности псевдослучайной последовательности является дискретной и расстояние между соседними дискретными составляющими согласно (7.12) и (7.8)

Спектральная плотность мощности псевдослучайной цифровой последовательности рисунок 7.11 будет иметь огибающую дискретных составляющих такую же, как и для одиночного импульса (7.11).

0.5

F,

Рис. 7.10. Нормированная спектральная плотность мощности одиночного импульса

230