7.2. Линейные процессы в силовой цепи инвертора с независимым возбуждением

Д ля отделения линейных процессов от коммутационных примем, что транзисторы включаются и отключаются мгновенно, их выключение происходит с задержкой, равной — времени рассасывания заряда неосновных носителей в базе, Помимо этого, положим диоды выпрямителя безынерционными.

Схема преобразователя рис. (7.5,а) содержит мостовой

в ыпрямитель и двухтактный инвертор, выполненный

по основной схеме, Рис. 7.5. Схема преобразователя

т.е. со средней с мостовым выпрямителем

точкой в первичной

обмотке трансформатора. Если длительность открывающих транзисторы импульсов базового тока Тв выбрана такой, что в сумме с временем рассасывания заряда в базах транзисторов она остается меньшей длительности полупериода Т, возбуждающего напряжения, то на вторичной обмотке трансформатора создается переменное напряжение прямоугольной формы с нулевыми паузами (рис. 7.5, г). Длительность импульсов напряжения больше длительности возбуждающих импульсов на время . Соответственно длительность нулевой паузы в напряжении будет равна

∆=Т-Т_в-Т_рт (7.1)

Токи, протекающие по вторичной обмотке трансформатора и через выпрямительные диоды, для такого случая были определены в при выпрямителях с нагрузками, начинающимися и с индуктивности и с емкости. Коллекторные токи транзисторов преобразователя представляют собой трансформированные в первичную обмотку соот­ветствующие части тока . Положительные импульсы тока трансформируются в верхнюю полуобмотку, протекают через транзистор а отрицательные — в нижнюю и транзистор

Амплитуда импульсов базового тока должна быть такой, чтобы, пропуская ток транзисторы оставались насыщенными. Если увеличивать длительность открывающих транзисторы импульсов — , то нулевая пауза в напряжении будет сокращаться и при исчезнет совсем (Рис.7.5,б,в). В этом случае на выходе мостовой схемы выпрямителя будет создаваться постоянное напряжение (Рис.7.6,а,б), которое меньше амплитуды на величину падений напряжения на диодах выпрямителя и сопротивлении вторичной обмотки трансформатора. Считая сопротивление обмотки малой величиной, запишем

U₀=U_2m-2∆E_пор∆r_вI₀ (7.2)

где U_2m=nE_п-U_кн — амплитуда напряжения ; — ток нагрузки выпрямителя, — коэффициент трансформации, U_кн - напряжение коллектор — эмиттер насыщенного транзистора

Через транзистор инвертора будет протекать импульсный ток (Рис.7.6,в,г) с длительностью Т и амплитудой

. (7.3)

Действующее значение этого тока, совпадающего с током в первичной полуобмотке трансформатора

. (7.4)

С корость изменения магнитной индукции в сердечнике трансформатора задается напряжением

(7.5)

на его первичной полуобмотке, равным

Здесь — напряжение коллектор — эмиттер насыщенного транзи­стора; S — площадь сечения сердечника.

Поскольку за полупериод Т индукция в сердечнике либо линейно нарастает от – B_m до + B_m либо уменьшайся от +B_m до – B_m, помножив производную dB/dt на Т, получим удвоенную амплитуду индукции. Поэтому:

B_m=E_п-U_кнT/2ẁ₁S=E_п-U, (7.6)

где f=1/2T — частота возбуждающего напряжения.

Габаритная мощность трансформатора при пренебрежении величинами , и получается несколько, большей мощности, выделяющейся в нагрузке:

S_тр=0,5Е_п2I₁I₀U₀=1,2I₀U₀ (7.7)

Поскольку ток, ток, отдаваемый источником ,

Рис.7.6. Временные диаграммы работы инвертора с независимым возбуждением

является суммой токов коллекторов двух транзисторов, то он получается постоянным и равным . Мощность, отдаваемая первичным источником, превышает мощность, выделяющуюся в нагрузке, на величину потерь в транзисторах, диодах и трансформаторе.

Если бы выпрямитель был выполнен по основной двухфазной схеме, то выпрямленное напряжение было бы равно . Приведенные соотношения для идеализированной схемы преобра­зователя могут быть расчетными для ряда практических схем. Однако в большинстве случаев коммутационные процессы в реальных схемах заметно ухудшают показатели преобразователя. Поэтому полученные соотношения служат только для сравнения.