1. 8.3. Принципы построения умножителей частоты

Построение широкополосных умножителей частоты с малым уровнем побочных гармоник обеспечивается по структурной схеме, выполненной на основе компенсационного способа подавления побочных гармоник.

При этом входная согласующая цепь выполняет функции широкополосного преобразователя фазы синусоидального колебания частоты ω в N-фазное колебание, а выходная согласующая цепь реализуется в виде широкополосного суммирующего устройства с N входами и одним выходом.

Наиболее целесообразно идеальный умножитель частоты выполнить с кратностью умножения N = 2 при использовании нелинейных элементов с квадратичной характеристикой.

При этом структурная схема ячейки умножителя частоты можно представить в виде изображенном на рис. 8.2.

Рис. 8.2. Структурная схема ячейки умножителя частоты:

1 - задающий генератор частоты ω; 2 - входная согласующая цепь;

3 - нелинейные элементы (базовая схема УЧ); 4 - выходная согласующая цепь; Z_н - внешняя нагрузка

При использовании в качестве НЭ транзисторов входная согласующая цепь реализуется в виде расщепителя фазы с начальными фазовыми сдвигами 0 и 180°.

В качестве расщепителя фазы можно использовать несколько типов электрических схем. Наиболее простой схемой является парафазный каскад, на котором выполнена входная согласующая цепь устройства. Однако при его реализации возможно возникновение асимметрии сигналов по амплитуде за счет того, что выходные сигналы снимаются с плеч имеющих разные входные сопротивления, так как для верхнего плеча каскад включен по схеме с общим истоковым электродом и для нижнего плеча по схеме с общим выходным электродом. При этом асимметрия плеч этого каскада появляется как при работе на относительно малую нагрузку, когда его внутреннее сопротивление больше влияет на величину выходного сигнала, так и при работе в микрорежиме, когда величина входного тока также влияет на выходное сопротивление каскада.

Лучшие результаты по идентичности выходных сигналов может обеспечить цепь, выполненная на дифференциальном каскаде при заземлении одного из его входов по его частоте. Так же возможно асимметрия плеч за счет того, что один выходной сигнал сниматься с плеча включенного по схеме с общим истоковым электродом, а второй - по схеме с общим выходным электродом.

Поскольку такие схемы не содержат частотно зависимых реактивных элементов и избирательных LC–контуров, то их частотная характеристика постоянная в широкой полосе частот. В результате и обеспечивается широкополосность всего устройства.

Возможны также и другие варианты построения широкоплосных принципиальных схем расщепителя фазы.

В качестве НЭ необходимо использовать полевые и биполярные транзисторы, выполненные в виде дифференциальной пары с практическими квадратичными характеристиками. Такие характеристики имеют полевые транзисторы с МОП-структурой и управляющим р-n переходом. Кроме этого технологически у ПТ можно изменять нелинейность проходной характеристики и приближать ее к квадратичной зависимости. В том случае спектр ПТ содержит входную ω и 2ω, которая и является выходной частотой. Кроме этого можно использовать схемы с обратной связью, в частности со сто процентной обратной связью по току, с обратной связью по напряжению, позволяющими уменьшить уровень побочных гармоник и устранять влияние неидентичности параметров транзисторов двухтактного каскада. Этим ПТ выгодно отличается от БТ и других НЭ.

Практически эта задача решается в выявлении нелинейных элементов и структур с квадратичными характеристиками, определении метода их включения, поиске схемных решений базовой ячейки умножителя частоты и оптимальных схемотехнических решений входной и выходной согласующих цепей, оптимизации их структуры, характеристик, режима, обеспечивающего оптимальные условия работы нелинейного элемента и способных выполняться по технологии «система на кристалле».

Непосредственное подключение внешней нагрузки Z_н к выходу двухтактного каскада УЧ нецелесообразно, поскольку внешняя нагрузка Z_н, в качестве которой является вход следующей ячейки УЧ, относительно низкоомна и содержит реактивную составляющую. Это приводит как к уменьшению коэффициента усиления (передачи) ячейки УЧ, так и увеличению уровня побочных гармоник на ее выходах. Кроме этого с помощью выходной согласующей цепи путем выбора коэффициента передачи и величины ее входного сопротивления достигается оптимальный режим работы последующей ячейки УЧ.

В качестве выходной согласующей цепи целесообразно использовать активную цепь, в который транзисторы включены по схеме с общим выходным электродом и работающие в линейном режиме. Это обеспечивает хорошее согласование даже с низкоомной внешней нагрузкой, а также малое увеличение уровня побочных гармоник за счет 100 % отрицательной обратной связи, либо более сложную активную цепь, состоящую из двух усилительных каскадов. При этом первый каскад, включенный с общим истоковым электродом, обеспечивает усиление сигнала, когда транзистор двухтактного каскада УЧ не позволяет это реализовать, а с помощью второго каскада, включенного по схеме с общим выходным электродом достигается согласование с внешней нагрузкой Z_н. Такой каскад хорошо работает при емкостной составляющей нагрузки Z_н, что имеет место практически при работе транзисторов на достаточно высоких частотах.