4.3. Ультразвуковые линии задержки

Рис. 4.3

В основу ультразвуковых линий задержки (УЛЗ) положено преобразование электрического сигнала в акустический (ультразвуковой) с помощью пьезокерамического преобразователя 1, распространение его по звуководу 2 и обратное преобразование в электрический сигнал с помощью пьезокерамического преобразователя 3 (рис. 4.3). Главное преимущество УЛЗ перед другими линиями задержки – малая скорость акустического сигнала c_а, составляющая, в зависимости от материала звуковода, (2…4)10³ м/с, что примерно в 100 тыс. раз меньше скорости электромагнитных волн. Малая скорость акустических сигналов позволяет существенно сократить длину звуковода l по сравнению с коаксиальным кабелем.

Казалось бы, УЛЗ благодаря малым габаритам должны полностью вытеснить другие виды ЛЗ. Однако они обладают рядом недостатков. Во-первых, при преобразовании на входе в звуковод и на выходе из него сигнал сильно ослабляется, поэтому перед «запуском» в УЛЗ его приходится усиливать. Но самый главный недостаток заключается в сильной зависимости затухания акустического сигнала от частоты (k_зат ~ f^1,5). Поэтому при прохождении по УЛЗ широкополосных сигналов (в частности, коротких импульсов) возникают искажения их спектров, а значит и формы. Например, прямоугольные импульсы сглаживаются и приобретают колоколообразный вид (сглаживание объясняется ослаблением высокочастотных гармоник в спектре задерживаемых импульсов).

5. Усилители на транзисторах

Рассмотрим три основные схемы включения транзисторов. При этом ограничимся рассмотрением схем включения биполярных транзисторов: схемы включения полевых (канальных) транзисторов аналогичны схемам включения биполярных транзисторов и, если не учитывать некоторые нюансы, могут быть получены из последних «заменой электродов».

Исток должен быть включен вместо эмиттера, затвор – вместо базы, сток – вместо коллектора.

В качестве транзисторов выберем приборы n–p–n-типа: в этом случае как на коллектор, так и на базу следует подавать питающее напряжение положительной полярности и объяснение принципа действия схем становится проще. При этом включения транзисторов p–n–p-типа ничем, кроме полярности питающих напряжений, не отличаются от включений n–р–n-транзисторов.

5.1. Схема с общим эмиттером

Схема включения транзистора с общим эмиттером (ОЭ) изображена на рис. 5.1. Входным электродом является база (точнее, входной сигнал U_вx приложен к переходу эмиттер – база, т. е. U_вx = U_БЭ = _Б – _Э, где _Б и _Э – соответственно, потенциалы базы и эмиттера). Выходным электродом является коллектор, т. е. выходное напряжение U_выx равно падению напряжения между коллектором и эмиттером U_KЭ: U_выx = U_КЭ = _K – _Э, где _ – потенциал коллектора.

Рис. 5.1

Таким образом, эмиттер является «общим электродом» и для U_вx, и для U_выx, чем и объясняется название схемы. Допустим, что эмиттер заземлен и _Э = 0. В большинстве случаев непосредственное соединение эмиттера с землей применяют редко, но здесь рассматривается именно схема с заземленным эмиттером, так как наличие дополнительных элементов R_Э и C_Э не изменяет основной принцип работы схемы с ОЭ, но сильно усложняет объяснение.

Емкости C_p1 и С_p2 будем считать в диапазоне частот сигнала короткими замыканиями, а для постоянных питающих напряжений они, естественно, представляют собой разрывы. Впоследствии вклад С_p1 и С_p2 в характеристики схемы и их назначение будут оговорены.

Для объяснения работы схемы используем известное из физики полупроводников явление: p–n-переход при подаче на р-полупроводник положи-

тельного потенциала (относительно потенциала n-полупроводника) открывается и через переход течет ток; причем в определенных пределах ток прямо пропорционален разности потенциалов на переходе. К базе транзистора приложено постоянное положительное напряжение, определяемое значением напряжения источника питания Е и соотношением сопротивлений R_Б1 и R_Б2 (R_Б1 и R_Б2 называют базовым делителем), поэтому _Б всегда превышает _Э и переход эмиттер – база открыт.

Если теперь учесть, что на базу транзистора кроме постоянного положительного напряжения U_вx= = E(R_Б2/(R_Б1 + R_Б2)) поступает также переменный сигнал U_вx≈ (для простоты примем, что U_вx≈ – гармонический сигнал), то в моменты, когда U_вx≈ имеет положительную полярность, p–n-переход открывается еще больше и ток через него возрастает, а в моменты, когда U_вx≈ имеет отрицательную полярность (но сохраняется U_вx= + U_вx≈ >0), переход частично закрывается и ток уменьшается. Ток через p–n-переход эмиттер – база называют током эмиттера I_Э. Внутри транзистора он разделяется на небольшой ток базы I_Б << I_Э и ток коллектора I_К ≈ I_Э. В свою очередь, ток коллектора I_К течет через сопротивление R_K и создает на нем напряжение U_R = I_KR_K. Отсюда очевидно, что потенциал коллектора _ = Е – U_R = Е – I_KR_K зависит от того, насколько открыт переход эмиттер – база, т. е. от U_вx.

Для аналитического описания зависимости I_К от U_БЭ часто используют параметр S = I_K/U_БЭ, который называется крутизной. Единицей измерения крутизны является ампер на вольт [А/В], ее название связано с очень редко встречающимися в справочниках «сквозными» вольт-амперными характеристиками транзисторов. Итак,

U_выx = _K – _Э = Е – I_KR_K = Е – S U_БЭ R_K = Е – S R_K(U_вx= + U_вx≈) =

= Е – S R_KU_вx= – S R_KU_вx≈.

Два первых слагаемых представляют собой постоянное напряжение U_вых=, а переменный выходной сигнал равен U_выx≈ = – S R_KU_вx≈.

Таким образом, в схеме с общим эмиттером при подаче переменного сигнала на базу транзистора обеспечивается формирование на коллекторе такого же переменного сигнала, отличающегося от входного амплитудой и знаком. При прохождении сигнала через схему имеет место сдвиг фазы, равный 180°). Коэффициент передачи схемы по напряжению

K_U = | U_выx≈/U_вx≈| = S R_K.

Отметим, что использование такого параметра, как крутизна, удобно лишь для объяснения процессов в схеме. В справочниках величина S не приводится, зато обычно имеются входные и выходные вольт-амперные характеристики (зависимости I_Б от U_БЭ и I_К от U_КЭ соответственно).

Остановимся еще на некоторых моментах.

Во-первых, следует обсудить функциональное назначение емкостей C_p1 и С_p2. Эти емкости представляют собой элементарные фильтры высоких частот, обеспечивающие развязку последовательно соединенных схем по постоянному сигналу. Допустим, что усилитель построен по двухкаскадной схеме, т. е. состоит из двух схем с общим эмиттером (выход первой схемы соединен со входом второй). В этом случае, очевидно, надо без потерь передать переменный сигнал с коллектора транзистора первой схемы на базу транзистора второй схемы. Проще всего это можно было бы сделать, соединив электроды двух транзисторов накоротко. Но ведь как напряжение на базе, так и напряжение на коллекторе содержат не только переменные, но и постоянные составляющие, причем разные:

_Б= = U_вx= = E(R_Б2/(R_Б1 + R_Б2));

_K= = U_выx= = Е – S R_KU_вx=.

Элементом, который пропускает переменный ток, но не пропускает постоянный, является емкость. Именно «разделительная» емкость С_p, установленная между двумя каскадами, обеспечивает прохождение переменного сигнала и «развязку» каскадов по постоянному току.

В схеме рис. 5.1 эмиттер заземлен. Обычно это не так: схема с общим эмиттером содержит в цепи эмиттера сопротивление R_Э и блокировочный конденсатор С_Э. Назначение резистора – обеспечивать термостабилизацию параметров схемы. Дело в том, что при повышении температуры в полупроводниках возрастает подвижность носителей зарядов и их концентрация, в результате чего возрастает ток эмиттера, а значит и ток коллектора. Чтобы вернуть токи в исходное (до нагрева) состояние, надо частично закрыть переход эмиттер-база, а для этого увеличить _Э при неизменном _Б. Если эмиттер заземлен, то изменить _Э невозможно, а если имеется сопротивление R_Э – задача решается очень легко: _Э = I_Э R_Э, поэтому с ростом I_Э обеспечивается нужный эффект увеличения потенциала эмиттера. К сожалению, наличие R_Э вызовет минимизацию изменений тока I_Э не только на инфранизких частотах температурного дрейфа, но и на частотах сигнала, усиление схемы резко снизится. Поэтому необходимо зашунтировать R_Э на частотах сигнала, применив для этой цели блокировочный конденсатор. На частотах температурного дрейфа С_Э представляет собой большое сопротивление и не влияет на механизм термостабилизации; с возрастанием f превращается в короткое замыкание.

Теперь оговорим, какими параметрами обладает схема с ОЭ.

1. Коэффициент передачи (усиления) по напряжению K_U = SR_K обычно достигает единиц-десятков раз.

Рис. 5.2

2. Амплитудная характеристика (АХ) – зависимость U_выx≈ от U_вx≈ (рис. 5.2). Линейный участок АХ имеет наклон α, связанный с коэффициентом передачи соотношением K_U = tg α. При малых уровнях входного сигнала U_выx≈ определяется уровнем шума U_ш, при очень больших (U_вx > > U_{лин max}) – примерно равен уровню коллекторного питания.

3. Коэффициент передачи по току K_I равен отношению выходного тока ко входному. Выходным электродом является коллектор, входным – база, поэтому К_I = I_K/I_Б. Но I_Б << I_Э, а I_К = I_Э, отсюда K_I >> 1.

4. Коэффициент передачи по мощности K_P = K_UK_I, как следствие, весьма значителен.

5. Сдвиг фаз в схеме равен 180°.

6. Входное сопротивление R_вx схемы определяется параллельным соединением сопротивлений R_Б1, R_Б2 и эквивалентного сопротивления р–n-перехода эмиттер – база: r_БЭ = I_Б/U_БЭ. Обычно значения R_Б1 и R_Б2, необходимые для работы схемы, а также r_БЭ составляют килоомы – десятки килоом, поэтому и входное сопротивление равно килоомам.

7. Выходное сопротивление ненагруженной схемы R_выx определяется в первую очередь значением сопротивления R_K (сотни ом – единицы килоом), а также эквивалентным сопротивлением транзистора r_КЭ = I_К/U_КЭ (обычно порядок r_КЭ – килоомы).

8. Амплитудно-частотная характеристика K_U = K_U(f), где f – частота (рис. 5.3). АЧХ имеет на средних частотах равномерный участок, параллельный оси частот. На низких частотах, где емкости C_p1 и С_p2 еще не являются короткими замыканиями и часть сигнала падает на них, АЧХ имеет спад. Дополнительной причиной спада АЧХ на низких частотах является наличие R_Э,

Рис. 5.3

еще не зашунтированного в полной мере блокировочным конденсатором.

Спад АЧХ имеет место и на высоких частотах, но там он вызван шунтирующим действием паразитных емкостей С_пар (С_пар, в частности, «включены» параллельно R_K), а также снижением усилительных свойств транзистора с частотой (снижением S).

9. Фазочастотная характеристика  (f). Сдвиг фаз  = 180° обеспечивается только на средних частотах. На низких частотах из-за вклада C_p1 и С_p2 он больше, на высоких частотах из-за наличия С_пар – меньше.

АЧХ и ФЧХ схемы не всегда удовлетворяют потребителя, и часто осуществляется их коррекция (исправление) с помощью внесения дополнительных элементов.

Рис. 5.4

Низкочастотная коррекция (НЧК) осуществляется разделением коллекторного сопротивления (рис. 5.4) на два: R_K1 и R_K2. Средняя точка делителя через емкость C_ф соединяется с землей. На низких частотах C_ф представляет собой большое сопротивление, и ее можно не учитывать при определении коэффициента усиления схемы, который определяется как K_U = S(R_K1 + R_K2). На средних и высоких частотах C_ф превращается в короткое замыкание и шунтирует R_K2, поэтому коэффициент усиления снижается и равен K_U = SR_K1.

C_ф выполняет также функцию фильтра, не допускающего переменный сигнал в источник питания (именно поэтому он помечен индексом «ф»).

Высокочастотная коррекция осуществляется двумя различными способами. Во-первых, последовательно с R_K ставят индуктивность L (рис. 5.5) – такой способ называется индуктивной высокочастотной коррекцией (ИВЧК). В этом случае при любом значении индуктивности коэффициент усиления схемы возрастает с ростом частоты, так как

K_U = S=

= S.

Рис. 5.5

При более тонком подборе значения L можно «организовать» резонанс между индуктивностью и паразитной емкостью на частоте, при которой начинается спад АЧХ. Резонансный контур должен быть параллельным, что в действительности имеет место и может быть объяснено с помощью эквивалентной схемы каскада по переменному току (рис. 5.6). Недостатком ИВЧК является наличие в схеме низкотехнологичного элемента – катушки индуктивности.

Рис. 5.6

Второй способ высокочастотной коррекции – эмиттерная (ЭВЧК) не предусматривает введение в схему дополнительных элементов, а лишь существенное уменьшение значения емкости C_Э. Независимо от своего значения эта емкость не шунтирует R_Э на инфранизких частотах температурного дрейфа, поэтому механизм термостабилизации не нарушается. Но маленькая C_Э (при малых значениях ее уже не принято называть блокировочной) не шунтирует R_Э и на низких и средних частотах сигнала, при этом K_U снижается.

Только на высоких частотах C_Э закорачивает эмиттерное сопротивление и коэффициент усиления начинает возрастать – как раз тогда, когда в силу других причин он снижается. ЭВЧК из-за отсутствия индуктивности находит все более широкое применение, хотя обладает существенным недостатком – уменьшением K_U усилителя на низких и средних частотах.