случайным образом по фазе и амплитуде. В свою очередь, это вызывает фазовые флуктуации временны́х положений формируемых затем стробирующих импульсов.

Таким образом, однополярная двухуровневая последовательность импульсов из-за особенностей спектра и заметного изменения плотности токовых импульсов является неприемлемой для непосредственной передачи по цифровому линейному тракту. При выборе кода линейного сигнала в линии нужно еще учитывать возможность контроля по определенным признакам импульсной последовательности цифрового сигнала за правильностью работы как линейного тракта в целом, так и каждого из НРП.

6.4.2. Коды цифровых сигналов в линии передачи

Как уже было сказано выше, для согласования спектральных характеристик цифрового сигнала с частотными характеристиками линейного тракта используется устройство преобразования сигналов. В ЦСП с ИКМ таким устройством является кодер линейного тракта. Получаемый в результате преобразования линейный цифровой сигнал должен удовлетворять следующим основным требованиям:

1)энергетический спектр сигнала должен быть как можно уже,

внем должна отсутствовать постоянная составляющая и должны быть ослаблены низкочастотная и высокочастотная составляющие. Последнее позволит ограничить полосу частот сигнала на входе регенератора и тем самым уменьшить мощность помех;

2)должна быть обеспечена высокая и почти постоянная плотность токовых импульсов. Это даст возможность обеспечить устойчивую работу системы тактовой синхронизации;

3)должна быть обеспечена возможность контроля достоверности передачи в процессе эксплуатации без перерывов связи;

4)уменьшение при необходимости тактовой частоты передаваемого сигнала по сравнению с исходным двоичным сигналом.

Для удовлетворения указанных требований двоичный цифровой поток со скоростью передачи W бит/с преобразуется в кодере линейного тракта в поток символов, следующих со скоростью В символов/с.

316

Связь между скоростью передачи информации и скоростью передачи символов определяется соотношением

W = mB,

где m − число бит, приходящееся на один символ.

В давно существующих и современных ЦСП применяются как одномерные, так и двумерные сигналы в линии. Причем в кабельных линиях связи применяются сигналы обоих видов, а в радиолиниях – только двумерные сигналы. На рис. 6.46 приведены некоторые применяемые ансамбли сигналов в линии.

Рис. 6.46. Примеры ансамблей сигналов, применяемых в ЦСП

Ансамбль сигналов – это совокупность точек (значений) сигнала в заданном пространстве сигналов. Для одномерных сигналов пространство сигналов представляет собой прямую линию, для двумерных – плоскость, а для сигналов большей размерности – совокупность нескольких плоскостей, которую называют сигнально-кодовой конструкцией.

Ансамбль представленный на рис. 6.46, а соответствует двоичному цифровому сигналу и сигналу в линии волоконно-оптических систем

317

передачи. Ансамбль вида рис. 6.46, б соответствует сигналу в кабельной линии связи классической ЦСП с ИКМ. Ансамбли вида рис. 6.46, в, г применяются в современных высокоэффективных системах передачи на кабельных линиях связи. В радиорелейных и спутниковых трактах передачи применяются ансамбли вида рис. 6.46, г. Причем число точек

впространстве сигналов изменяется от 4 до 256.

Сучетом того, что размерность используемых ансамблей сигналов может быть различной, данное преобразование двоичного сигнала, а соответственно и код, формально можно обозначить как nBkM. Здесь B означает, что кодированию подвергается двоичная последовательность,

т.е. B (Binary) указывает на основание кода исходной последовательности, равное в данном случае двум. Символ M указывает на основание кода преобразованного сигнала, т. е. M определяет число элементов в ансамбле линейного сигнала. Так, B несет информацию о том, что ли-

нейный сигнал будет двоичным (рис. 6.46, а), T (Ternary) – троичным (рис. 6.46, б), Q (Quaternary) – четверичным (рис. 6.46, в), QI (Quinary) – пятеричным, S (Sextenary) – шестеричным и т. д. Числа n и k указывают на то, что при выполнении кодирования группы из n символов исходного сигнала будут преобразовываться в группы из k символов линейного сигнала. Например, название кода 2B1Q означает, что при кодировании двум символам двоичного сигнала будет сопоставлен один символ четверичного сигнала.

Для ЦСП с ИКМ разработано множество методов преобразования двоичных сигналов в линейные. Рассмотрим основные из них.

Если передача сигнала по линейному тракту осуществляется видеоимпульсами, то возможны два формата сигнала – без возвращения к нулю (NRZ – Non–Return to Zero) и с возвращением к нулю (RZ – Return to Zero). В первом случае импульс, соответствующий двоичной единице, занимает весь тактовый интервал (коэффициент заполнения равен 100%), т. е. имеет длительность τ«1» = tИКМ. При использовании формата RZ длительность импульса, соответствующего логической единице, меньше тактового интервала. Как правило, τ«1» = 0,5ΔtИКМ, т. е. коэффициент заполнения составляет 50%.

Логический нуль в обоих случаях передается либо отсутствием импульса, либо импульсом противоположной полярности, длительность

318

которого равна тактовому интервалу τ«0» = tИКМ. Пример представления сигнала в форматах NRZ и RZ показан на рис. 6.47. Сравнивая между собой спектры сигналов при использовании NRZ (τ = tИКМ) и RZ (τ = 0,5ΔtИКМ), нетрудно видеть, что в случае применения формата RZ спектр значительно шире, чем при использовании NRZ. Данное обстоятельство является существенным недостатком формата RZ. Однако в таком сигнале фактически отсутствуют длинные последовательности импульсов, а спектр сигнала содержит тактовую частоту (спектр сигнала в формате NRZ тактовую частоту не содержит), что является его неоспоримым преимуществом с точки зрения работы системы тактовой синхронизации. Следует заметить, что формат NRZ используется в системах передачи, относящихся к синхронной цифровой иерархии, где для устранения длинных последовательностей 0 и 1 сигнал скремблируется и далее передается в формате NRZ без каких-либо дополнительных преобразований кода, а принцип RZ применяется при формировании таких двухуровневых кодов, как, например, АБС и CMI, речь о которых пойдет ниже.

t NRZ

t RZ

Рис. 6.47. Пример представления сигнала в форматах NRZ и RZ

В существующих цифровых системах передачи, работающих по кабелям с медными жилами, применяют биполярные коды, которые предполагают использование для передачи сигнала импульсов как положительной, так и отрицательной полярности, что позволяет устранить постоянную составляющую, а кроме того, в зависимости от алгоритма кодирования, ликвидировать длинные последовательности 0 и 1. Наиболее распространенными являются коды с основанием, равным трем, т. е. содержащие три разрешенных состояния: +1, 0 и –1. Такие коды, в зависимости от алгоритма кодирования, называют троичными или квазитроичными.

319

Наименее сложным из подобных кодов, в смысле алгоритма кодирования, является биполярный код AMI (Alternate Mark Inversion), называемый также кодом с чередованием полярности импульсов ЧПИ.

В соответствии с алгоритмом кодирования нули передаются без изменений (0→0), а логическая 1 преобразуется в +1 или –1 с использованием принципа чередования полярности, т. е. каждый последующий импульс исходной двоичной последовательности преобразуется в импульс, полярность которого противоположна полярности предыдущего импульса (рис. 6.48).

t

Поскольку в данном случае два разрешенных состояния (+1 и –1) используются для передачи одного и того же значения (1), т. е. AMI представляет собой код класса 1B1T, то тактовая частота в результате преобразования кода не изменяется, а поэтому AMI называют квазитроичным кодом.

Сигнал, преобразованный в соответствии с алгоритмом ЧПИ, так же, как и групповой ИКМ сигнал, можно описать выражением

∞

s(t)AMI = ∑ z(i) g(t − i∆tИКМ) ,

i=−∞

где z(i) – информационный параметр сигнала с ЧПИ, принимающий значения +1, 0 и –1;

g(t) – единичный элемент.

Связь между информационными параметрами преобразуемого ИКМ сигнала ( x(i) ) и сигнала с ЧПИ ( z(i) ) определяется соотношением

где x(i) −информационный параметр ИКМ сигнала, принимающий значения 1 и 0.

Энергетический спектр сигнала с ЧПИ описывается выражением

где p – вероятность появления нуля; ∆tИКМ – тактовый интервал;

G( jω) 2 – энергетический спектр единичного элемента.

Если в качестве единичного элемента используется прямоугольный импульс длительностью τ = ∆tИКМ (формат NRZ), то

G( jω) = ∆tИКМ sin(ω∆t tИКМ 2) ,

ω∆ ИКМ 2

и энергетический спектр сигнала с ЧПИ при различных значениях вероятности p имеет вид как на рис. 6.49.

321

ω

2

Рис. 6.49. Энергетический спектр биполярного сигнала с ЧПИ (код AMI)

Нетрудно видеть, что использование кода AMI позволяет устранить постоянную составляющую в спектре сигнала, а кроме того, ликвидировать длинные последовательности единиц. Помимо этого, появляется возможность контроля линейного тракта в процессе эксплуатации по нарушению чередования полярности импульсов. Однако применение кода AMI не решает проблему увеличения плотности единиц, поскольку

врезультате кодирования в сигнале сохраняется такое число последовательных нулей, как и в двоичном сигнале. Данное обстоятельство является основным недостатком кода AMI. Следует также заметить, что

вспектре сигнала с ЧПИ отсутствует тактовая частота, а максимум энергии приходится на ее субгармоники (например, ωт 2 ). Поэтому при

выделении тактовой частоты в ВТЧ сигнал сначала подвергается нелинейному преобразованию с помощью выпрямителя, а затем уже из выпрямленного сигнала выделяется тактовое колебание (п. 6.3.2).

Согласно международным стандартам код AMI рекомендован к использованию лишь на первых ступенях PDH при передаче сигналов со скоростями 64 кбит/с и 1544 кбит/с.

К квазитроичным кодам, которые позволяют устранить длинные последовательности нулей, а следовательно, лишены недостатка кода AMI,

322

относят семейства кодов с высокой плотностью единиц – HDB-M и BNZS. Коды HDB-M (High Density Bipolar-M) и BNZS (Bipolar with N Zero Substitution) помимо чередования полярности импульсов предусматривают еще и замену комбинаций из M + 1 и N последовательных нулей соответственно на комбинации, содержащие единицы.

Наиболее распространенным является код HDB-3 (рис. 6.48), который также называют модернизированным ЧПИ (МЧПИ). В соответствии с алгоритмом кодирования, нули в общем случае передаются без изменений (0→0), а единицы преобразуются в +1 или –1 с использованием принципа ЧПИ. Помимо этого, комбинации из четырех нулей заменяются на комбинации вида B00V и 000V, где B – импульс (+1 или –1), полярность которого противоположна полярности предыдущего импульса, а V – импульс (+1 или –1), имеющий ту же полярность, что и предыдущий импульс. Так, в комбинации B00V импульс V будет иметь ту же полярность, что и B. Выбор одной из этих комбинаций осуществляется по следующему правилу: после каждой замены, т. е. после каждого импульса V, начинается подсчет единиц в сигнале, и если к моменту следующей замены поступило нечетное число единиц, то для замены выбирается комбинация 000V, а если четное – B00V. Таким образом, между двумя соседними V должно быть нечетное число единиц.

Нетрудно видеть, что подобные замены нарушают чередование полярности импульсов (этот признак используется для обнаружения замен при декодировании на приемной стороне). Это обстоятельство может привести к нарушению баланса между +1 и –1 и к появлению в спектре сигнала постоянной составляющей. Использование для замены двух данных комбинаций в соответствии с указанным правилом выбора позволяет обеспечить баланс между +1 и –1 и тем самым не допустить появление постоянной составляющей.

Как и в случае применения кода AMI, в спектре сигнала, преобразованного в соответствии с алгоритмом кода HDB-3, отсутствуют постоянная составляющая и тактовая частота, а максимум энергии приходится на полутактовую частоту (ωт 2 ). Энергетический спектр последовательности в коде HDB-3 при равных вероятностях 0 и 1 в исходной двоичной последовательности представлен на рис. 6.50.

323

Согласно международным стандартам, код HDB-3 рекомендован к использованию в первичной, вторичной и третичной ЦСП европейской иерархии (рис. 6.1, а), т. е. при передаче сигналов со скоростями 2048 кбит/с, 8448 кбит/с и 34368 кбит/с.

Рис. 6.50. Энергетический спектр последовательности в коде HDB-3 при p«1» = p«0» =12

Семейство кодов BNZS включает в себя коды B3ZS (HDB-2 является его полным аналогом), B6ZS и B8ZS. Алгоритм кодирования

вB3ZS (рис. 6.48) полностью совпадает с алгоритмом HDB-3, но замене подвергаются группы из трех следующих подряд нулей. Они заменяются комбинациями вида B0V и 00V, где символы B и V определяются так же, как и в HDB-3. Правила выбора комбинаций (B0V или 00V)

вB3ZS и HDB-3 также совпадают.

Вкодах B6ZS и B8ZS осуществляется замена последовательностей, соответственно, из шести и восьми нулей. В отличие от B3ZS в этих кодах для замены используется лишь одна комбинация: в коде B6ZS –

0VB0VB, а в B8ZS – 000VB0VB. Поскольку данные комбинации не нарушают баланс между +1 и –1, то необходимости использовать две комбинации, как это было в HDB-3, не возникает.

Коды семейства BNZS рекомендованы к применению в ЦСП, соответствующих американской иерархии (рис. 6.1, б), а именно, B8ZS для первичного потока со скоростью 1544 кбит/с, B6ZS для вторичного потока со скоростью 6312 кбит/с и B3ZS для третичного потока со скоростью 44736 кбит/с.

324

В парно-избирательном троичном (ПИТ) коде (рис. 6.48) символы передаваемой двоичной последовательности группируются попарно и преобразуются в троичный сигнал в соответствии с таблицей кодирования (табл. 6.9). Смена кодовых групп для замещения двоичных пар 01 и 10 производится попеременно так, чтобы было обеспечено равенство числа положительных и отрицательных импульсов в троичной последователь-

постоянной составляющей и возможность контроля характеристик, используются дополнительные уровни. Отметим, что указанные свойства получены за счет увеличения числа состояний сигнала, а не расширения полосы. Однако существует большое число кодов передачи, которые обеспечивают получение значительной составляющей тактовой частоты и отсутствие плавания постоянной составляющей за счет расширения полосы сигнала при использовании только двух уровней для двоичного цифрового сигнала. Одним из наиболее известных кодов такого типа является абсолютный биимпульсный (манчестерский) код.

В абсолютном биимпульсном сигнале (АБС) каждый символ сигнала в линии состоит из двух прямоугольных импульсов противоположной полярности. Причем единице двоичного цифрового сигнала соответствует пара +1, –1, а нулю соответствует пара –1, +1 (рис. 6.48).

Процесс кодирования с применением алгоритма АБС можно рассматривать как модуляцию разностным информационным сигналам (s(t) − s (t)), принимающим значения +1 и –1, периодического колеба-

ния прямоугольной формы (меандра) p(t) (рис. 6.51), т. е. s(t)АБС = p(t)(s(t) − s (t)),

где s(t) – двоичный сигнал, принимающий значения 0 и 1; s (t) – инвертированный сигнал s(t) ;

p(t) – периодическое колебание прямоугольной формы (меандр), принимающее значения +1 и –1, период которого равен ∆tИКМ .

325

Поскольку сигнал p(t) является периодическим, то он описывается известным выражением

p(t) = ∑∞ 1−cos nπ exp( jnωт(t + ∆t)),

n=−∞ jnπ

Рис. 6.51. Временны́е диаграммы формирования АБС

Энергетический спектр АБС определяется соотношением

где p −вероятность перехода 0 →1 и 1→0.

График функции S(ω) при различных значениях вероятности p представлен на рис. 6.52.

Как следует из выражения для S(ω) , в спектре АБС отсутствует постоянная составляющая, а максимум энергии (при p = 0,5) приходится

на тактовую частоту (ɷт).

Наличие на каждом тактовом интервале перехода через нуль позволяет ликвидировать длинные последовательности 1 и 0 (+1 и –1), и таким образом обеспечивает устойчивую работу системы тактовой синхронизации.

326

ω

Рис. 6.52. Энергетический спектр АБС (n = 1)

Нетрудно видеть, что АБС содержит две запрещенные комбинации +1 +1 и –1 –1, которые могут быть использованы либо в качестве служебных сигналов, либо для осуществления контроля качества передачи или контроля состояния системы синхронизации.

Следует также отметить, что по сравнению с трехуровневыми биполярными сигналами АБС имеет меньшую вероятность ошибок при равном отношении сигнал/шум.

Все перечисленные выше свойства абсолютного биимпульсного сигнала можно отнести к его достоинствам, недостатками же данного кода являются расширение требуемой полосы частот, а кроме того, наличие возможности так называемой «обратной работы». Последнее объясняется тем, что в абсолютном биимпульсном коде сигнал, соответствующий единице, является негативной копией сигнала, представляющего нуль. Однако во многих средах передачи может оказаться невозможным определение абсолютной полярности или эталона абсолютной фазы. Следовательно, декодер может представить все единицы нулями, а все нули – единицами.

Для устранения указанного недостатка применяют относительные биимпульсные сигналы (ОБС), в которых единица кодируется

327

изменением предыдущего состояния, а нуль – сохранением состояния (рис. 6.48). Таким образом, для декодирования такого сигнала абсолютный эталон не является необходимым. При обратном преобразовании просто определяется состояние сигнала в каждом тактовом интервале и сравнивается с состоянием в предыдущем интервале: если произошло изменение, то фиксируется 1, а в противоположном случае фиксируется «0».

Связь между преобразуемым ИКМ сигналом ( s(t) ) и получаемым в результате кодирования относительным биимпульсным сигналом ( s(t)ОБС ) определяется соотношением

s(t)ОБС = p(t)[ f (t)s(t)AMI − s (t)AMI],

где s(t) – двоичный сигнал, принимающий значения 0 и 1; s (t) – инвертированный сигнал s(t) ;

s(t)AMI – сигнал s(t) , преобразованный в соответствии с алгоритмом ЧПИ (AMI);

s (t)AMI – сигнал s (t) , преобразованный в соответствии с алгоритмом ЧПИ (AMI);

f (t) – периодическое колебание прямоугольной формы (меандр), принимающее значения +1 и –1, период которого равен

2∆tИКМ ;

p(t) – периодическое колебание прямоугольной формы (меандр), принимающее значения +1 и –1, период которого равен ∆tИКМ .

Пример реализации процесса кодирования с применением алгоритма ОБС показан на рис. 6.53.

Все сигналы, представленные в относительном биимпульсном коде, содержат переходы в середине тактового интервала, и только единицы имеют переходы и в начале интервала. При относительном преобразовании спектр преобразованного случайного цифрового сигнала (при равной вероятности нулей и единиц и отсутствии корреляции между ними) не изменяется, но вдвое увеличивается коэффициент ошибок. Если приемник ошибается в оценке состояния в одном интервале, он также делает ошибку и в следующем интервале.

328

Кроме отмеченных кодов передачи, на практике применяются коды, подобные абсолютному биимпульсному сигналу. Одним из таких кодов является двухуровневый код с инверсией токовых посылок (СМI – Coded Mark Inversion). В CMI, согласно алгоритму кодирования, нули передаются биимпульсным сигналом, т. е. нулю соответствует пара символов –1, +1 (либо пара 0, 1 в случае использования однополярных импульсов, например, при передаче по волоконно-оптическим линиям связи). Единицы в коде CMI преобразуются в импульсы без

329

возврата к нулю (NRZ) с полярностью, противоположной полярности импульса, который соответствовал предыдущей единице. Иными словами, логическая 1 преобразуется в +1 или –1 с использованием принципа чередования полярности (при использовании однополярных импульсов единица передается как 0 или 1 также с применением принципа чередования).

Как следует из вышесказанного, алгоритм кодирования CMI можно описать выражением

s(t)CMI = s(t)AMI + s (t) p(t),

где s(t)AMI – сигнал s(t) , преобразованный в соответствии с алгоритмом ЧПИ (AMI);

s (t) – инвертированный сигнал s(t) ;

p(t) – периодическое колебание прямоугольной формы (меандр), принимающее значения +1 и –1 (1 и 0), период которого равен ∆tИКМ (рис. 6.51).

Пример реализации данного алгоритма кодирования представлен на рис. 6.48.

По своим свойствам код CMI близок к АБС, однако в отличие от последнего в CMI отсутствует неопределенность при различении единиц и нулей. Устранение этой неопределенности приводит фактически к основному недостатку кода CMI: его чувствительность к ошибкам больше (на 3 дБ), чем абсолютного биимпульсного сигнала. Код CMI согласно международным стандартам рекомендован к использованию в четверичной ЦСП европейской иерархии (рис. 6.1, а), т. е. при передаче сигнала со скоростью 139264 кбит/с.

Для кодов передачи, рассматриваемых до сих пор, предполагалась передача двухуровневых или трехуровневых сигналов. В тех случаях, когда полоса ограничена, но желательно иметь повышенные скорости передачи двоичных сигналов, можно увеличить число уровней. Примером такого кода является код 2B1Q (рис. 6.48), когда каждая двоичная двухразрядная кодовая комбинация преобразуется в четырехуровневый символ. При сохранении той же скорости передачи частота следования четырехуровневых символов может быть сделана в 2 раза меньше, чем в исходной двоичной последовательности или же в той же полосе частот может быть реализована в 2 раза большая скорость передачи.

330