1. Интеграторы

Простейшим интегратором является конденсатор.

В качестве реального пассивного интегратора используют RC – цепь следующего вида – интегрирующую цепь

ошибка интегрирования, вызванная нелинейностью тока, протекающего через конденсатор.

Используя преобразование Лапласа, перейдем к операторной форме записи

и рассмотрим интегрирующую цепь как цепь, образованную комплексными сопротивлениями

тогда получаем

Коэффициент передачи цепи в операторной форме равен

где - постоянная времени цепи, а единица в знаменателе определяет ошибку интегрирования.

Активный интегратор на основе ОУ

получают включением конденсатора в цепь ООС.

Анализ интегратора на основе идеального ОУ дает результат, аналогичный с инвертирующим усилителем:

- отсутствует ошибка интегрирования.

Анализ интегратора на основе реального ОУ, для которого дает следующие результаты:

И показывает, что он ведет себя как инерционное звено первого порядка с коэффициентом усиления К₀ и эквивалентной постоянной времени что уменьшает ошибку интегрирования в К₀ раз.

Рассмотрим физическую сущность процессов, происходящих в интеграторе. Для этого на вход подадим прямоугольный импульс.

На выходе идеального интегратора напряжение изменяется строго по линейному закону и после окончания импульса запоминается (остается постоянным).

Н а выходе реального интегратора напряжение изменяется по экспоненте с большой постоянной времени

Если принять, что

то нелинейностью можно пренебречь.

Однако за счет наличия напряжения смещения и входного тока ОУ после окончания входного импульса напряжение на выходе интегратора не останется неизменным – оно будет увеличиваться или уменьшаться. Таким образом, входные токи и напряжение смещения за счет накопления заряда могут создать на выходе большое напряжение и ввести ОУ в насыщение.

В практических схемах интеграторов предусматривают цепь разряда конденсатора через шунтирующее сопротивление или ключ, который замыкается в определенные моменты времени.

И нтегратор является простейшим фильтром частот

2. Дифференциатор

Простейшим пассивным дифференциатором является конденсатор, подключенный к источнику напряжения

Т ок, протекающий через конденсатор равен

или в операторной форме

В качестве реального пассивного дифференциатора используют RC – цепь (дифференцирующую цепь)

=

или

.

Второе слагаемое (вычитаемое) является ошибкой дифференцирования.

В операторной форме после преобразований получаем

Из выражения видно, что дифференцирующая цепь является интегро-дифференцирующей, т.е. сочетает признаки интегратора и диффенциатора.

Активный дифференциатор на основе идеального ОУ

или в операторной форме

Из формулы видно, что идеальный дифференциатор осуществляет чистое дифференцирование.

Для дифференциатора на основе реального ОУ с

и

Получаем

где

Решая систему уравнений относительно U₂, окончательно получаем

Коэффициент передачи реального активного дифференциатора с учетом равен

Т.е. так же присутствуют признаки интегрирования, но ослабленные в К₀ раз.

Определим входное сопротивление схемы и коэффициент передачи в зависимости от частоты входного сигнала.

, т.е с ростом частоты входное сопротивление падает, коэффициент передачи растет

- растет.

Схема хорошо усиливает ВЧ сигналы, а также собственные ВЧ шумы, которые искажают выходной сигнал. Кроме того на высоких частотах она может самовозбудиться из-за больших фазовых сдвигов.

На практике используют модифицированную дифференцирующую схему, в которой:

- для уменьшения зависимости Z_вх от ω включают R_вх;

- для уменьшения K(ω) на высоких частотах параллельно К включают корректирующий конденсатор С_к малой емкости.

АНАЛОГОВЫЕ ФИЛЬТРЫ

Это радиоэлектронные устройства, предназначенные для преобразования спектра сигналов.

Фильтр имеет характеристику с заранее заданным коэффициентом передачи в зависимости от частоты (АЧХ).

Фильтры классифицируются:

- по виду характеристики (по полосе пропускания, прозрачности);

П редставленные здесь фильтры имеют идеальную (прямоугольную) характеристику. Реальные фильтры имеют пологий подъем или спад характеристики, причем частота среза ω_ср определяется на уровне Иногда этот уровень устанавливают в размере -3дб = 0,707.

К(ω) – модуль комплексного коэффициента передачи фильтра.

Единицы измерения и масштабы отображения

Ось ординат:

– не используется, т.к. не учитывается значение ;

– используется при ;

- нормированный коэффициент передачи,

- для ФНЧ, - для ФВЧ;

– логарифмическая амплитудно-частотная характеристика (ЛАЧХ).

Ося абсцисс:

- абсолютное значение частоты, очень растянута;

- логарифмический масштаб, сжат, компактен, но отсутствует точка

- нормированное значение относительно

- логарифм нормированного значения частоты.

- по типу используемых электрорадиоэлементов:

LC—фильтры обладают очень хорошими характеристиками. Однако для использования их в НЧ области требуются очень большие индуктивности, что существенно увеличивает габариты изделия. Кроме того производство катушек индуктивности нетехнологично и дорого, их характеристики нестабильны во времени (эффект старения), настройки затруднены.

LC—фильтры используются на радиочастотах.

RC—фильтры широко используются в НЧ области спектра. Они компактны, стабильны во времени, достаточно легко перестраиваются, не дорогие, технологичны в производстве.

Основные характеристики фильтров

Наиболее полными характеристиками фильтров являются: амплитудно-частотная, фазо-частотная и время-частоная.

Амплитудно-частотная характеристика характеризуется:

Полоса пропускания – диапазон частот, в пределах которого ослабление сигнала фильтром составляет не более 30% или не более 3 дб или на уровне 0,707.

Плоскостность в полосе пропускания.

Р азмах и число пульсаций.

Склон или спад характеристики – характеризуется крутизной или эффективностью подавления.

Полоса подавления.

Логарифмическая амплитудно-частотная характеристика (ЛАЧХ).

Л АЧХ характеризуется так же полосой пропускания и наклоном характеристики, который определяется величиной ослабления в некотором диапазоне частот, например:

соответствует ослаблению коэффициента передачи в 10 раз в диапазоне от до или

соответствует ослаблению в 2 раза в полосе от до , причем: .

Полоса подавления начинается, когда ослабление достигнет , т.е. в 100 раз.

Фазо-частотная характеристика – показывает фазовый сдвиг гармоник выходного сигнала относительно входного и может принимать значения от 0 до 4π. От вида ФЧХ зависит степень искажения выходного сигнала на выходе фильтра – чем выше линейность, тем меньше искажения.

Время-частотная характеристика – показывает время запаздывания гармоник выходного сигнала относительно входного.

Времяимпульсная характеристика

Часто параметры фильтра задают и описывают во временной области – по оси ординат откладывают время, а не частоту. Такая характеристика называется времяимпульсной или переходной

Её получают, подавая на вход фильтра единичный скачок

Переходная характеристика описывается следующими параметрами:

t_н – время нарастания. Это время, необходимое для того, что бы отклик на выходе фильтра достиг уровня 0,9 от своего максимального значения;

А₁ – амплитуда первого выброса и число пульсаций;

τ_уст – время, за которое пульсации уменьшатся до какого-то заданного значения.

Пассивные фильтры

Простейшими пассивными фильтрами являются интегрирующая и дифференцирующая RC—цепи.

1. Интегрирующая RC—цепь

Построим ЛАЧХ.

При получаем ,

При получаем .

Крутизна спада составляет -20 дб/дек.

При

получаем , т.е. за частотой 100ω_с начинается полоса подавления.

В операторной форме коэффициент передачи равен

Это выражение описывает фильтр НЧ первого порядка.

2. Д ифференцирующая RC—цепь

Это фильтр ВЧ первого порядка.

Повышение порядка фильтров

Для увеличения крутизны спада необходимо повышать порядок фильтра. Это можно сделать последовательным соединением элементарных фильтров.

Рассмотрим на примере интегрирующей цепи.

Коэффициенты передачи звеньев известны

Общий коэффициент передачи цепи равен

Это фильтр второго порядка. Если добавить еще звено, то получим фильтр третьего порядка и т.д.

Таким образом, увеличение порядка фильтра на единицу дает увеличение крутизны спада на 20 дб.

Для того, что бы второе звено не нагружало первое, между ними необходимо установить развязывающий элемент с высоким входным сопротивлением, например, повторитель или неинвертирующий усилитель.

Активные фильтры

АФ представляют собой сочетание ОУ с частотно-избирательной RC—цепью. Применение ОУ позволяет создать компактные высококачественные фильтры разных порядков с заранее заданными характеристиками.

Синтез активных фильтров

Синтез активных фильтров заключается в выборе способа аппроксимации АЧХ и ФЧХ на основе принятого критерия:

1. Наиболее плоская характеристика в полосе пропускания.

2. Наибольшая крутизна спада за полосой пропускания.

3. Наибольшая линейность фазовой характеристики.

Удовлетворить все три требования не представляется возможным, поэтому выбирают какое-то одно, наиболее полно удовлетворяющее решению поставленной задачи.

Наиболее часто применяют так называемые полиномиальные фильтры, удовлетворяющие одному из критериев:

1. Фильтр Баттерворта—фильтр с наиболее плоской АЧХ в полосе пропускания.

2. Фильтр Чебышева—фильтр с наибольшей крутизной спада частотной характеристики за полосой пропускания. При этом допускается некоторая неравномерность АЧХ в полосе пропускания, которая выражается в равновеликих колебаниях в некоторых пределах.

3. Фильтр Бесселя—фильтр с наиболее линейной фазовой характеристикой в полосе пропускания. При этом наблюдается значительная неравномерность АЧХ в полосе пропускания и незначительная крутизна спада.

В случае четного n (порядка) их передаточная функция имеет вид

,

Значения коэффициентов b и c для каждого типа фильтра табулированы.

Кроме указанных типов фильтров применяются также неполиномиальные фильтры: инверсный фильтр Чебышева и эллиптический фильтр.

Для реализации различных типов фильтров высоких порядков (4, 6 и т.д.) используют типовые звенья второго порядка.

Фильтр с многозвенной ООС

Его также называют "структура Рауха".

Неинвертирующий фильтр

Неинвертирующий фильтр часто называют "источник напряжения, управляемый напряжением" (ИНУН) или по имени соавторов—фильтр "Саллен-Ки".

(1+ ).

Таким образом, представленные структуры Рауха и Саллен-Ки реализуют фильтры второго порядка. Для увеличения порядка фильтры необходимо соединить последовательно, причем

Для реализации различных типов фильтров (Баттерворта, Чебышева или Бесселя) задаются различными значениями коэффициентов А, В и С, которые табулированы.

Что бы получить фильтры высоких частот, можно использовать те же схемы, произведя замену R на C и C на R.

Полосовой фильтр

Полосовой фильтр получают последовательным соединением фильтров низкой и высокой частоты с не равными частотами среза

Р езультирующая АЧХ получается как произведение исходных.

Порядок фильтра

не увеличивается.

Режекторный фильтр

Режекторный фильтр получают параллельным соединением фильтров нижних и верхних частот с не равными частотами среза и суммированием полученных частотных характеристик

Порядок фильтра так же не увеличивается.

Схемы полосовых фильтров

Очень часто для реализации полосовых фильтров используют специальные частотно-зависимые цепи (мосты), включаемые в цепи ПОС или ООС операционного усилителя.

1. ПФ с двойным Т-образным мостом

Двойной Т-образный мост имеет максимальное сопротивление на частоте резонанса ω₀, в результате чего коэффициент передачи ОУ с таким мостом в цепи ООС на этой частоте будет так же максимальным.

Ч астота резонанса при

равна

Если мост установить во входную цепь, то можно получить режекторный фильтр на этой же частоте, но с переменным входным сопротивлением.

2. Фильтр с мостом Вина

Если требуется фильтр с изменяемой резонансной частотой ω₀, то удобно использовать мост Вина, который включается цепь ПОС и имея на резонансной частоте минимальное сопротивление, обеспечивает максимальное усиление на этой частоте.

П ри R₃=R₄=R и C₁=C₂=C частота резонанса равна

Следует учитывать тот факт, что коэффициент передачи моста Вина на резонансной частоте равен

Поэтому для обеспечения устойчивости схемы (предотвращения самовозбуждения) необходимо выполнить условие

Для изменения резонансной частоты резисторы R₃ и R₄ делают переменными и изменяют одновременно. Можно так же изменять значения конденсаторов С₁ и С₂.

АВТОГЕНЕРАТОРЫ

(генераторы гармонических колебаний)

Предназначены для формирования периодических сигналов синусоидальной формы

Автогенератор представляет собой усилитель, охваченный цепями ПОС и ООС.

П ОС содержит частотно-зависимые элементы и служит для создания возбуждения.

ООС служит для стабилизации режима работы усилителя и обеспечения малых искажений выходного сигнала.

Определим условия возникновения выходного сигнала U_вых.

(перейдем к комплексным величинам)

.

Таким образом, для возникновения колебаний необходимо, что бы суммарный коэффициент передачи был равен 1.

Приведем схему генератора к следующему виду

Где -- коэффициент усиления усилителя, охваченного цепью ООС.

Тогда можно записать

или

Запишем коэффициенты в комплексной форме

После подстановки получаем

Это произведение равно единице только в том случае, если

И это является условием самовозбуждения генератора.

Если то колебания не возникнут или прекратятся, если то усилитель будет входить в насыщение и выходной сигнал будет искаженным, т.е. не синусоидальным.

Все типы автогенераторов можно разделить на:

- LC—генераторы, которые применяются для генерирования ВЧ колебаний, т.к. на низких частотах катушки индуктивности имеют большие размеры и низкую стабильность характеристик;

- RC—генераторы, применяемые на низких и средних частотах.

RC—генератор с мостом Вина

Мост Вина—R₁, C₁, R₂, C₂—образует цепь ПОС.

R₃, R₄—цепь ООС.

Коэффициенты передачи цепей ООС и ПОС равны:

где

Определим частоту генерируемого сигнала и параметры цепей, при которых в схеме возникнут колебания.

Рассмотрим цепи ПОС и ООС как элементы моста переменного тока, где Δe—выходной сигнал моста.

Если Δe=0, то мост уравновешен и должно выполняться условие баланса моста

После упрощения и приведения к общему знаменателю получим

Разделим реальную и мнимую части

Из первого уравнения находим резонансную частоту

Из второго уравнения находим

Добавим к обоим частям уравнения по единице и получим коэффициент усиления неинвертирующего усилителя в виде

При имеем, что

Для самовозбуждения схемы необходимо, что бы

а после возникновения колебаний

что должно обеспечить синусоидальную форму выходного сигнала и незначительные нелинейные искажения. Для этого в схему генератора вводят цепь стабилизации выходного напряжения. Наибольшее распространение, ввиду простоты, получила цепь, состоящая из термистора (вместо R₃) или терморезистора (вместо R₄).

Если питание не подано, колебаний нет, ток через R₃ и R₄ не течет, они имеют некоторую начальную температуру и некоторое начальное сопротивление

Коэффициенты усиления при этом равны

При подаче питания возникают колебания и через R₃ и R₄ начинает протекать ток, который их нагревает, в результате чего R_t3 уменьшается, а R_t4 –увеличивается. При этом коэффициент усиления уменьшается и стремится к 3

При изменении выходного напряжения изменяется таким образом, что бы выходное напряжение было постоянным

Для изменения частоты колебаний в генераторе на мосте Вина необходимо одновременно изменить или R₁ и R₂, или C₁ и C₂. Для регулирования частоты в широком диапазоне используют многосекционный конденсатор, с помощью которого производят переключение диапазонов. Плавная регулировка в пределах диапазона производится сдвоенным переменным резистором.

RC—генератор с трехзвенной фазосдвигающей цепью

Такие цепи так же называют потенциально-токовыми и они предназначены для работы совместно с усилителями, имеющими малое входное и выходное сопротивления.

Ч астотно-зависимая ПОС: C₁, C₂, C₃, R₁, R₂.

ОУ и резистор R₃ с диодами образуют усилитель с токовым входом (усилитель тока с коэффициентом передачи –(R₃+R_D)).

R₃ и R_D –нелинейная ООС,

где R_D—прямое дифференциальное сопротивление диода.

Диоды предназначены для стабилизации выходного напряжения.

Без доказательства примем, что при

частота колебаний равна

а для возникновения колебаний необходимо, что бы выполнялось условие

Диоды VD1 и VD2, включенные последовательно с R₃ , обеспечивают нелинейность петлевого усиления и служат для стабилизации амплитуды колебаний.

Для получения колебаний с заданной амплитудой резистор R₃ выбирают из условия

причем значение R_D определяют по ВАХ диода для U_пр=U_вых

П ри малой амплитуде выходного сигнала диоды практически закрыты и

а общий коэффициент передачи значительно больше единицы, что обеспечивает быстрое возбуждение колебаний.

Затем амплитуда колебаний стабилизируется на таком уровне, при котором сопротивление диодов совместно с R₃ обеспечит единичное петлевое усиления для основной гармоники сигнала.

Генератор инфранизких частот

Диапазон ИНЧ распространяется от 0,01 до 20 Гц. Генерирование синусоидальных сигналов в этом диапазоне обычными схемами генераторов связано с рядом проблем:

— необходимо использовать резисторы и конденсаторы большой величины;

—токи перезаряда емкостей становятся соизмеримы с токами утечки самих конденсаторов и с входными токами ОУ.

Очень часто генераторы ИНЧ выполняются по схеме электронной модели решения дифференциального уравнения второго порядка, которым описываются незатухающие гармонические колебания

Считаем, что на выходе существуют гармонические колебания

А₁—инвертор,

А₂ и А₃—интеграторы, поэтому можно записать что

т.к.

т.к.

После подстановки получаем

Или

Окончательно получаем

Из последнего выражения находим значение частоты генерации

ОУ с регенеративной положительной ОС

Рассмотрим два типа схем:

1. Компараторы напряжения;

2. Релаксационные генераторы (генераторы импульсных сигналов).

Компараторы

Компаратор—это устройство, предназначенное для формирования перепада выходного напряжения в момент равенства двух входных напряжений.

Разновидности:

ОУ с высоком коэффициентом усиления как компаратор

ОУ без цепи ООС по своей сути является компаратором напряжения.

Выходное напряжение равно

При

Таким образом, когда ОУ находится в состоянии насыщения.

Если наблюдается приближенное равенство между входными напряжениями , то ОУ находится в активном режиме, т.е. на линейном участке передаточной характеристики и происходит быстрое изменение полярности выходного сигнала.

Интервал называется зоной компарирования, значение которой можно приближенно определить по формуле

Интервал определяет зону неопределенности и ошибку компарирования. Ее ширина зависит от динамических свойств ОУ и от скорости сближения входных напряжений.

Важным параметром процесса компарирования является время переключения ОУ. Оно зависит от динамических свойств ОУ и скорости сближения входных напряжений. Существенный вклад в увеличение времени компарирования вносит тот факт, что ОУ перед переключением находится в состоянии насыщения и требуется некоторое время, что бы вывести его из этого состояния.

Компаратор на ОУ с положительной ОС

Такой компаратор называется регенеративным.

Предположим, что в исходном

состоянии при имеем

порог срабатывания.

Пока никаких изменений не происходит и компаратор остается в исходном состоянии.

Когда ОУ входит в активный режим и начинается лавиннобразное уменьшение выходного напряжения, в результате которого оно примет значение . При этом примет новое значение

- порог отпускания.

В озвращение в исходное состояние произойдет тогда, когда входное напряжение станет меньше порога отпускания

Скорость переключения зависит только от динамических свойств ОУ и не зависит от скорости сближения входного сигнала с пороговыми уровнями.

Разница между порогами называется гистерезис

Значение ΔЕ регулируется подбором соотношения резисторов R₂ и R₃.

Компараторы на основе ОУ имеют низкое быстродействие, т.к. до моментов переключения выходные каскады находятся в состоянии насыщения, и требуется достаточно большое время, что бы вывести их из этого состояния.

В сериях аналоговых микросхем имеются специализированные компараторы напряжения, которые имеют более простую внутреннюю структуру, а также в них предусмотрены меры для предотвращения состояния насыщения. Кроме того выходное напряжение соответствует логическим уровням цифровых микросхем.

Генераторы импульсных сигналов

1. Параметры импульсных сигналов

Идеальный импульсный сигнал характеризуется следующими параметрами:

- период ,

- длительность импульса

- длительность паузы

- частота

- скважность

- амплитуда

Т

Реальный импульсный сигнал, кроме рассмотренных дополнительно характеризуется:

- длительность фронта τ_ф—время нарастания напряжения между уровнями (0,1÷0,9) U_m;

- длительность спада (среза) τ_ср—время уменьшения напряжения между уровнями (0,9÷0,1) U_m.

Период, длительность импульса и длительность паузы определяются на уровне 0,5 U_m.

Также реальный импульс может характеризоваться: амплитудой, периодом (частотой) и временем затухания выброса.

2. Ждущий мультивибратор (одновибратор)

ЖМ предназначен для формирования однократного импульса заданной длительности при поступлении на вход управляющего сигнала.

C₁, R₃, VD₂—цепь запуска,

R₁, R₂—цепь ПОС,

R, C, VD₁—задержанная ООС (напряжение в цепи ООС изменяется медленнее, чем в цепи ПОС).

Исходное состояние:

VD₁—открыт, VD₂—закрыт, С—разряжен,

При поступлении на вход запускающего импульса положительной полярности, он дифференцируется и положительный выброс поступает на неинвертирующий вход ОУ. При этом

происходит лавинообразный процесс смены выходного напряжения

.

( )

Диоды запираются и начинается заряд конденсатора С по цепи

с постоянной времени

Когда

произойдет новый лавинообразный процесс и

а конденсатор начнет перезаряжаться по цепи

с постоянной времени

Разряд будет происходить до тех пор, пока

после чего диод откроется и схема останется в этом состоянии.

На выходе будет сформирован импульс положительной полярности с

Определим длительность сформированного импульса.

Заряд конденсатора происходит по экспоненте

За время заряда напряжение на конденсаторе изменится от 0 до

т.е. можно записать, что

После подстановки, логарифмирования и решения уравнения относительно длительности импульса получаем

Диод VD2 предохраняет схему от повторного запуска во время формирования выходного импульса.

Автоколебательный мультивибратор

R₁, R₂—цепь ПОС;

R, C—задержанная ООС.

Допустим, что в исходном состоянии

Конденсатор С заряжается по цепи

с постоянной времени

В момент времени t₁ получаем

В результате чего возникает лавинообразный процесс смены состояния

.

При этом получаем новый уровень

Конденсатор начинает перезаряжаться от

с такой же постоянной времени.

В момент времени t₂ получаем

Вновь происходит лавинообразный процесс смены состояния

И конденсатор вновь начинает перезаряжаться от U_c(t₂) к U_H до момента времени t₃ и так далее.

Определим период колебаний

Учитывая, что заряд и разряд конденсатора происходит между уровнями αU_H и -αU_H, получим

В результате получаем

Типы операционных усилителей

Все многообразие типов ОУ, выпускаемых в настоящее время, можно разделить на группы, объединенные общей технологией и схемотехникой, точностными, динамическими или эксплуатационными характеристиками, причем эти группы могут пересекаться.

С точки зрения внутренней схемотехники ОУ можно разделить на биполярные, биполярно-полевые и КМОП. В биполярно-полевых полевые или МОП-транзисторы используются в качестве входных в дифференциальном входном каскаде, обеспечивая высокое входное сопротивление и малые входные токи.

1. Усилители общего назначения—дешевые ОУ со средними характеристиками точности, быстродействия и выходной мощности: К₀=20000…200000; U_см=(0,1…20)мВ; f₁=(0,1…10) МГц.

140УД6, 140УД8,153УД6, LF411 ….

2. Быстродействующие усилители при средних точностных параметрах имеют высокие динамические характеристики:

f₁=(20…1000)МГц; V_H=(10…1000)В/мкс.

574УДЗ, 154УД4, AD825, AD8042, LM6165.

3. Прецизионные усилители имеют высокий дифференциальный коэффициент усиления по напряжению, малые напряжения смещения нуля, малые входные токи и, как правило, низкое быстродействие. Ради­кально уменьшить смещение нуля позволяет применение модуляции-демоду­ляции (МДМ) либо периодическая компенсация дрейфа (прерывание).

140УД13 (МДМ);

AD707, 140УД26, МАХ400М (без прерывания);

140УД24, МАХ430, AD8571 (с прерыванием).

4. Микромощные усилители используются в приборах, получающих питание от гальванических или аккумуляторных батарей. Эти усилители потребляют очень малый ток от источников питания. Все другие параметры (особенно быстродействие) у них обычно невысокие.

МАХ406 потребляет ток не более 1.2 мкА.

Появился целый класс микросхем (так называемых наноамперных), работающих при напряжении питания 3 В и потребляющих при этом ток менее 1 мкА

TLV2401 (880 нА);

сдвоенный LMС6442 (950 нА на усилитель).

5. Программируемый ОУ позволяет найти компромисс между малым потреблением и низким быстродействием. Для этого он имеет специальный вывод, который через внешний резистор соединяется с общей точкой или источником питания определенной полярности. Уменьшение этого резистора приводит к увеличению быстродействия ОУ и увеличению потребляемого тока. Увеличение — к обратному результату.

140УД12, 1407УД2.

Обычная величина тока потребления для микромощных и программируемых ОУ— десятки микроампер.

Микро­мощные ОУ, как правило, допускают питание от весьма низких напряжений.

МАХ480 допускает работу от источников с напряжением ±0.8...±18 В при токе потребления 15 мкА.

6.ОУ с однополярным питанием применяют для усиления однополярных сигналов. Это по­зволит питать усилитель от одной батареи или даже элемента, например от ли­тиевого элемента напряжением 3 В.

МАХ495, потребляющий от однополярного источника ток 150 мкА.

7.Многоканаль­ные усилители-это микросхемы, имеющие на одном кристалле два, три или четыре од­нотипных ОУ.

140УД20 имеет в своем составе два ОУ 140УД7;

МАХ406/407/409 включают соответственно один, два и четыре однотипных усилителя.

7. Высоковольтные ОУ для управления, например, пьезоэлектрическими преобразователя­ми. К высоковольтным относят операционные усилители, имеющие разность положительного и отрицательно­го питающих напряжений свыше 50 В.

полупроводниковый интегральный ОУ РА41 с номинальным напряжением питания ±175 В, выходным напряжени­ем ±165 В и выходным током до 60 мА;

гибридный РА89 с напряжением питания до ±600 В и вы­ходным током до 75 мА. Он может обеспечить на нагрузке размах напряжения до ±570 В.

7. Мощные ОУ. К мощным обычно относят усилители, допускающие выходной ток свыше 100 мА.

LМ12 с выходным током до 10 А и рассеиваемой мощностью до 90 Вт;

РАОЗ с выходным током до 30 А и максимальной рассеиваемой мощностью до 500 Вт.

Интегральные компараторы напряжения

Компаратор — быстродействующий дифференциальный усили­тель постоянного тока с большим усилением, отсутствием насыщения, малым смеще­нием нуля и логическим выходом.

Схемы многих современных компараторов имеют стробирующий вход для синхронизации, а некоторые модификации снабжены на выходе триг­герами-защелками, фиксирующими состояние выхода компаратора в мо­мент прихода синхроимпульса.

Компараторы предназначены для преобразования аналоговых сигналов в цифровые.

Для согласования выходных сигналов компаратора с логическими уровнями цифровых микросхем в выходном каскаде компаратора эмиттер, как правило, заземлен, а выходной сигнал снимается с «открытого» коллектора. Выходные транзисторы некоторых типов компарато­ров имеют открытые и коллектор и эмиттер.

В первой схеме выходной транзистор компаратора включен по схеме с общим эмиттером (ОЭ). При U_п.ц=+5В

к выходу можно подключать входы ТТЛ, nМОП- и КМОП-логику с напряжени­ем питания 5 В. Для управления КМОП-логикой с более высоким напряжени­ем питания следует верхний вывод резистора подключить к источнику питания используемой цифровой микросхемы.

Если требуется изменение выходного напряжения компаратора в пределах от +U_п до — U_п, выходной каскад включается по схеме эмиттерного повторителя (ЭП). При этом заметно снижается быстродействие компаратора и, кроме того, выходной сигнал компаратора ин­вертируется относительно входного.

Компаратор с гистерезисом

Для получения компаратора с передаточной характеристикой, имеющей гистерезис, дополнительно вводят неглубокую ПОС.

U_вх

Пороговые напряжения определяются по формулам

Обычно выбирают

тогда получают

Из-за ассиметрии выходного напряжения петля гистерезиса так же не симметрична относительно опорного напряжения.

Некоторые модели интегральных компараторов имеют внутреннюю неглубокую положительную обратную связь, обеспечивающую их переходной характеристике гистерезис с шириной петли, соизмеримой с напряжением смещения нуля.

Двухпороговый компаратор

Двухпороговый компаратор, или компаратор «с окном», фиксирует, нахо­дится ли входное напряжение между двумя заданными пороговыми напряже­ниями или вне этого диапазона.

Для реализации такой функции выходные сигналы двух компараторов не­обходимо подвергнуть операции логического умножения (конъюнкция): на выходе логического элемента единичный уровень сиг­нала будет иметь место тогда, когда выполняется условие

т

U_вх

ак как в этом случае на выходах обоих компараторов будут единичные логиче­ские уровни.

Если компараторы имеют выходы с открытым кол­лектором, то подключение двух или несколько выходов к общему нагрузочному ре­зистору, подключенному к напряжению питания, реализует (если логической единице соответствует высокий уровень напряжения) операцию логическо­го умножения — «проводное (монтажное) И».

Значение опорных напряжений определяется выбором резисторов R₁, R₂ и R₃.

На основе компараторов можно реализовать большое количество устройств различного назначения: релаксационные генераторы различных видов, аналоговые логические элементы, триггеры, формирователи временных интервалов, частотные и широтно-импульсные модуляторы и др.

Все многообразие выпускаемых промышленностью компараторов можно разделить на:

1. Универсальные с средними характеристиками быстродействия, точности и энергопотреблния.

2. Прецизионные, имеющие повышенную точность, но невысокое быстродействие.

3. Быстродействующие, имеющие малое время переключения, но высокое энергопотребление.

4. Микромощные с низким энергопотреблением, средней точностью и очень низким быстродействием.

521 СА1, 521СА3, 554СА1(3) - ТТЛ

597?СА….. -ЭСЛ

Аналоговый таймер

Таймерами называются устройства для точного задания временных интерва­лов.

Первый интегральный таймер NЕ555 (отечественный аналог — 1006ВИ1).был разработан в 1972 г. в США. В настоящее время эта схема считается класси­ческой.

Основой таймера является двухпороговый компаратор, включающий

д ва компаратора (КН₁ и КН₂) и RS-триггер, фиксирующий состояние выхода. Триггер управляет двухтактным, симмет­ричным выходным каскадом на транзисторах VT₁ и VT₂ , обеспечивающим выходной ток до 250 мА. Кроме того, инверсный выход триггера управляет раз­рядным ключом на транзисторе VT₃. Триггер имеет вход разрешения Е. На неинвертирующий вход компаратора КН₁ (вывод 5), при необходимости может быть подано опорное напряжение от внешнего источника или подключен конденсатор, сглаживающий помехи, приходящие по цепи источника питания.

Ждущий мультивибратор на NE555

Длительность импульса равна

А втоколебательный мультивибратор

В автоколебательном режиме длительность импульса и паузы не равны

Период и частота соответственно равны

Типы интегральных таймеров

Интегральные таймеры классифицируются по следующим признакам:

• внутренняя схемотехника и технология — биполярные и КМОП\

• число тактов мультивибратора на формируемом интервале времени — одноактные и многоактные.

Таймер NE555 выполнен по биполярной технологии. Он потребляет от источника сравнительно большой ток (10 мА). Входные токи его также сравнительно велики (0.5 мкА). Последнее обстоятельство сущест­венно затрудняет построение таймеров, способных формировать большие за­держки времени. Ток заряда времязадающего конденсатора зави­сит от номинала резистора R, и напряжения питания U_п. Минимальная величи­на этого тока достигается в конце формируемого интервала времени и составляет

Для обеспечения высокой точности отсчета интервала времени следует обеспечивать

где — входной ток таймера.

Для таймера NE555 максимальная величина сопротивления резистора R, при U=15В составит 200 кОм. При емкости времязадающего конденсатора С = 1 мкФ максимальная длительность импульса не превысит 0.22 с.

Таймер IСМ7555, представляет собой КМОП-вариант таймера NE555. Он потребляет от источника питания всего 0.12мА (при U= 15В). Входные токи этой микросхемы не превышают 50 пА. Это дает возможность получить максимальную длительность импульса 2200 с (примерно 37 мин) при сопротивлении времязадающего резистора R = 2 ГОм.

Многотактные таймеры применяются, если требуется обеспечить длительность им­пульса, измеряемую часами. Для этого в схему таймера вводят электронный цифровой счетчик, с помощью которого производится

умножение посто­янной времени RС-цепи на коэффициент пересчета счетчика.