Лекція 2. Напівпровідникові діоди Електронно-дірчастий перехід і його властивості. Електронно-дірчастим переходом називають тонкий шар між двома частинами напівпровідникового кристала, в якому одна частина має електронну, а інша — дірчасту електропровідність. Технологічний процес створення електронно-дірчастого переходу може бути різним: сплав (сплавні діоди), дифузія однієї речовини в інше (дифузійні діоди), епітаксія — орієнтоване зростання одного кристала на поверхні іншого (епітаксіальні діоди) і т.д. По конструкції електронно-дірчасті переходи можуть бути симетричними і несиметричними, різкими і плавними, площинними і точковими і т.д. Проте для всіх типів переходів основною властивістю є несиметрична електропровідність, при якій в одному напрямі кристал пропускає струм, а в іншому — не пропускає. Пристрій електронно-дірчастого переходу показаний на рис. 2.1а. Одна частина цього переходу легована донорною домішкою і має електронну провідність (N-область). Інша частина, легована акцепторною домішкою, має дірчасту провідність (P-область). Концентрація електронів в одній частині і концентрація дірок в іншій істотно розрізняються. Крім того, в обох частинах є невелика концентрація неосновних носіїв. Електрони в N-області прагнуть проникнути в Р-область, де концентрація електронів значно нижче. Аналогічно, дірки з Р-області переміщаються в N-область. В результаті стрічного руху протилежних зарядів виникає так званий дифузійний струм. Електрони і дірки, перейшовши через межу розділу, залишають після себе протилежні заряди, які перешкоджають подальшому проходженню дифузійного струму. В результаті на межі встановлюється динамічна рівновага і при замиканні N- і Р-областей струм в колі не протікає. Розподіл густини об'ємного заряду в переході приведений на рис. 2.1 б. При цьому усередині кристала на межі розділу виникає власне електричне поле Eвласне, напрям якого показаний на рис. 2.1. Напруженість цього поля максимальна на межі поділу, де відбувається стрибкоподібна зміна знаку об'ємного

заряду. На деякій відстані від межі поділу об'ємний заряд відсутній і напівпровідник

буде нейтральним.

Висота потенційного бар'єру на p-n-переході визначається контактною

різницею потенціалів N- і Р-областей. Контактна різниця потенціалів, у свою чергу,

залежить від концентрації домішок в цих областях:

(2.1),

де φT=kT/q — тепловий потенціал, Nn і Рр — концентрації електронів і дірок в N- і

Р- областях, nі — концентрація носіїв зарядів в нелегованому напівпровіднику.

Рис. 2.1. - Різкий p-n-перехід і розподіл об'ємного заряду в ньому

Контактна різниця потенціалів для германію має значення 0,6... 0,7 В, а для

кремнію — 0,9... 1,2 В. Висоту потенційні бар'єри можна змінювати додатком

зовнішньої напруги до р-n-переходу. Якщо зовнішня напруга створює в p-n-переході

поле, яке співпадає з внутрішнім, то висота потенційного бар'єру збільшується, при

зворотній полярності прикладеної напруги висота потенційного бар'єру

зменшується. Якщо прикладена напруга рівна контактній різниці потенціалів, то потенційний бар'єр зникає повністю.

Вольт-амперна характеристика p-n-переходу є залежністю струму через перехід при зміні на ньому значення і полярності прикладеної напруги. Якщо прикладена напруга знижує потенційний бар'єр, то воно називається прямим, а якщо підвищує його — зворотним. Додаток прямої і зворотної напруги до p-n-переходу показаний на рис. 2.2. Зворотний струм в р-n-переході викликається неосновними носіями однієї з областей, які, дрейфуючи в електричному полі області об'ємного заряду, потрапляють в область, де вони вже є основними носіями. Оскільки концентрація основних носіїв істотно перевищує концентрацію неосновних, то поява незначної додаткової кількості основних носіїв практично не змінить рівноважного стану напівпровідника. Таким чином, зворотний струм залежить тільки від кількості неосновних носіїв, що з'являються на межах області об'ємного заряду. Зовнішня прикладена напруга визначає швидкість переміщення цих носіїв з однієї області в іншу, але не число носіїв, що проходять через перехід в одиницю часу. Отже, зворотний струм через перехід є струмом провідності і не залежить від висоти потенційного бар'єру, тобто він залишається постійним при зміні зворотної напруги на переході. Цей струм називається струмом насичення і позначається Iзв=Is.

Рис. - 2.2. Додаток зворотної (а) і прямої (б) напруг до p-n-переходу

При прямому зсуві p-n-переходу з'являється (дифузійний) струм, викликаний

дифузією основних носіїв, що долають потенційний бар'єр. Пройшовши p-n-перехід, ці носії потрапляють в область напівпровідника, для якої вони є неосновними носіями. Концентрація неосновних носіїв при цьому може істотно зрости в порівнянні з рівноважною концентрацією. Таке явище носить назву інжекції носіїв.

Таким чином, при протіканні прямого струму через перехід з електронної

області в дірчасту відбуватиметься інжекція електронів, а з дірчастої області

походитиме інжекція дірок. Дифузійний струм залежить від висоти потенційного бар'єру і у міру його зниження збільшується експоненціально:

(2.2)

де U — напруга на p-n-переході.

Окрім дифузійного струму прямий струм містить струм провідності, що

протікає в протилежному напрямі, тому повний струм при прямому зсуві p-n-

переходу буде рівний різниці дифузійного струму (2.2) і струму провідності:

(2.3)

Рівняння (2.3) називається рівнянням Еберса — Молла, а відповідна йому

вольт-амперна характеристика p-n-переходу приведена на рис. 2.3. Оскільки при

T=300К тепловий потенціал φT =25мВ, то вже при U=0,1 В можна вважати, що

 (2.4)

Диференціальний опір p-n-переходу можна визначити, скориставшися

формулою (2.3):

звідки одержуємо

(2.5)

Так, наприклад, при струмі I = 1 А і T = 25 мВ диференціальний опір переходу

рівний 25 мОм

Граничне значення напруги на р-n-переході при прямому зсуві не перевищує

контактної різниці потенціалів K . Зворотна напруга обмежується пробоєм р-n-

переходу. Пробій p-n-переходу виникає за рахунок лавинного розмноження

неосновних носіїв і називається лавинним пробоєм. При лавинному пробої p-n-переходу струм через перехід обмежується лише опором живлячого p-n-перехід електричного кола (рис. 2.3).

Рис. 2.3. - Вольт-амперна характеристика р-n-переходу

Напівпровідниковий р-n-перехід має місткість, яка в загальному випадку

визначається як відношення приросту заряду на переході до приросту падіння напруги на ньому, тобто C dq/ du . Місткість переходу залежить від значення і полярності зовнішньої прикладеної напруги. При зворотній напрузі на переході ця місткість називається бар'єрною і визначається по формулі

,

де K — контактна різниця потенціалів, U — зворотна напруга на переході, Сбар(0)— значення бар'єрної місткості при U=0, яке залежить від площі p-n-переходу і властивостей напівпровідникового кристала. Залежність бар'єрної місткості від прикладеної напруги приведена на рис. 2.4.

Теоретично бар'єрна місткість існує і при прямій напрузі на p-n-переході,

проте вона шунтується низьким диференціальним опором rдиф. При прямому зсуві p-n-переходу значно більший вплив робить дифузійна місткість, яка залежить від значення прямого струму I і часу життя неосновних носіїв. Ця місткість не пов'язана із струмом зсуву, але дає таке ж зрушення фази між напругою і струмом, що і звична місткість. Значення дифузійної місткості можна визначити по формулі

(2.7)

Рис. 2.4. - Залежність бар'єрної місткості від напруги на p-n-переході

Повна місткість переходу при прямому зсуві визначається сумою бар'єрної і

дифузійної місткостей

C С дифС бар

При зворотному зсуві переходу дифузійна місткість відсутня і повна місткість складається тільки з бар'єрної місткості.

Напівпровідниковим діодом називають прилад, який має два висновки і містить один (або декілька) p-n-переходів. Всі напівпровідникові діоди можна розділити на дві групи: випрямні і спеціальні. Випрямні діоди, як випливає з самої назви, призначені для випрямляння змінного струму. Залежно від частоти і форми змінної напруги вони діляться на високочастотні, низькочастотні і імпульсні. Спеціальні типи напівпровідникових діодів використовують різні властивості p-n- переходів; явище пробою, бар'єрну місткість, наявність ділянок з негативним опором і т.д.

Конструктивно випрямні діоди діляться на площинні і точкові, а за технологією виготовлення на сплавні, дифузійні і епітаксиальні. Площинні діоди завдяки великій площі p-n-переходу використовуються для випрямляння великих струмів. Точкові діоди мають малу площу переходу і, відповідно, призначені для випрямляння малих струмів. Для збільшення напруги лавинного пробою використовуються випрямні стовпи, що складаються з ряду послідовно включених діодів.

Випрямні діоди великої потужності називають силовими. Матеріалом для таких діодів звичайно служить кремній або арсенід галію. Германій практично не застосовується через сильну температурну залежність зворотного струму. Кремнієві сплавні діоди використовуються для випрямляння змінного струму з частотою до 5 кГц. Кремнієві дифузійні діоди можуть працювати на підвищеній частоті, до 100 кГц. Кремнієві епітаксиальні діоди з металевою підкладкою (з бар'єром Шотки) можуть використовуватися на частотах до 500 кГц. Арсенідгаллієві діоди здатні працювати в діапазоні частот до декількох Мгц.

При великому струмі через p-n-перехід значна напруга падає в об'ємі напівпровідника, і нехтувати ним не можна. З урахуванням виразу (2.4) вольт- амперна характеристика випрямного діода набуває вигляд

(2.8),

де R — опір об'єму напівпровідникового кристала, який називають послідовним опором.

Умовне графічне позначення напівпровідникового діода приведене на рис. 2.5 а, а його структура на рис. 2.5 б. Електрод діода, підключений до області Р, називають анодом (по аналогії з електровакуумним діодом), а електрод, підключений до області N, — катодом. Статична вольт-амперна характеристика діода показана на рис. 2.5 в.

Рис. - 2.5. Умовне позначення напівпровідникового діода (а), його структура (б) і вольт-амперна характеристика (в)

Силові діоди звичайно характеризують набором статичних і динамічних параметрів. До статичних параметрів діода відносяться:

• падіння напруги Uпр на діоді при деякому значенні прямого струму;

• зворотний струм Iзв при деякому значенні зворотної напруги;

• середнє значення прямого струму Iпр.ср;

• імпульсна зворотна напруга Uобр.и.

До динамічних параметрів діода відносяться його тимчасові або частотні характеристики. До таких параметрів відносяться:

• час відновлення tB0C зворотної напруги;

• час наростання прямого струму Iнар;

• гранична частота без зниження режимів діода fmax.

Статичні параметри можна встановити по вольт-амперній характеристиці діода, яка приведена на рис. 2.5 в. Типові значення статичних параметрів силових діодів приведені в табл. 2.1.

Статичні параметри силових випрямних діодів

Тип діода	Технологія виготовлення	Іобр мА (при Uобр, В)		Uпр, В (при Іпр, А)
Д247	Сплавний	3,0	500	1,5	10
КД213	Дифузійний	0,2	200	1,0	10
КД2998	епітаксиальні з бар'єром Шотки	20,0	35	0,6	30

Час зворотного відновлення діода tвід є основним параметром випрямних діодів, характеризуючим їх інерційні властивості. Воно визначається при перемиканні діода із заданого прямого струму Iпр на задану зворотну напругу Uзв. Графіки такого перемикання приведені на рис. 2.6 а. Схема випробування, приведена на рис. 2.6 б, є однопівперіодичним випрямлячем, що працює на резисторне навантаження RH і живлений від джерела напруги прямокутний форми.

Напруга на вході схеми у момент часу t=0 стрибком придбаває позитивне значення Um. Через інерційність дифузійного процесу струм в діоді з'являється не миттєво, а наростає протягом часу tнар. Спільно з наростанням струму в діоді знижується напруга на діоді, яке після tнар стає рівним Uпр. У момент часу t1 в ланцюзі встановлюється стаціонарний режим, при якому струм діода

Таке положення зберігається аж до моменту часу t2, коли полярність напруги живлення міняється на протилежну. Проте заряди, накопичені на межі р-n-переходу, якийсь час підтримують діод у відкритому стані, але напрям струму в діоді міняється на протилежне. По суті, відбувається розсмоктування зарядів на межі p-n-переходу (тобто розряд еквівалентної місткості). Після інтервалу часу розсмоктування tрозс починається процес виключення діода, тобто процес відновлення його замикаючих властивостей.

До моменту часу t3 напруга на діоді стає рівною нулю, і надалі придбаває зворотне значення. Процес відновлення замикаючих властивостей діода триває до моменту часу t4, після чого діод виявляється замкнутим. До цього часу струм в діоді стає рівним Iзв, а напруга досягає значення — Um. Таким чином, час tвідн можна відлічувати від переходу Uл через нуль до досягнення струмом діода значення Iзв.

Розгляд процесів включення і виключення випрямного діода показує, що він не є ідеальним вентилем і в певних умовах володіє провідністю у зворотному

напрямі. Час розсмоктування неосновних носіїв в p-n-переході можна визначити по формулі

t_p=0.35τ (2.9)

де t_p — час життя неосновних носіїв.

Час відновлення зворотної напруги на діоді можна оцінити по наближеному виразу

(2,10)

Слід зазначити, що при RH=0 (що відповідає роботі діода на навантаження місткості) зворотний струм через діод у момент його замикання може у багато разів перевищувати струм навантаження в стаціонарному режимі.

Рис. 2.6. - Графіки процесів відмикання і замикання діода (а) і схема випробування (б)

З розгляду графіків рис. 2.6 а витікає, що потужність втрат в діоді різко підвищується при його включенні і, особливо, при виключенні. Отже, втрати в діоді ростуть з підвищенням частоти випрямленої напруги. При роботі діода на низькій

частоті і гармонійній формі напруги живлення імпульси струму великої амплітуди відсутні і втрати в діоді різко знижуються.

При зміні температури корпусу діода змінюються його параметри. Ця залежність повинна враховуватися при розробці апаратури. Найсильніше залежать від температури пряма напруга на діоді і його зворотний струм. Температурний коефіцієнт напруги (ТКН) на діоді має негативне значення, оскільки при збільшенні температури напруга на діоді зменшується. Приблизно можна вважати, що ТКН Uпр=-2 мВ/К.

Зворотний струм діода залежить від температури корпусу ще сильніше і має позитивний коефіцієнт. Так, при збільшенні температури на кожні 10°С зворотний струм германієвих діодів збільшується в 2 рази, а кремнієвих — 2,5 рази.

Втрати у випрямних діодах можна розраховувати по формулі

Р_Д=Р_пр+Р_зв+Р_відн (2,11)

де Рпр — втрати в діоді при прямому напрямі струму, Рзв — втрати в діоді при зворотному струмі, Рвідн — втрати в діоді на етапі зворотного відновлення.

Наближене значення втрат в прямому напрямі можна розрахувати по формулі

Р_пр=І_пр.ср.U_пр.ср. (2,12)

де І_пр.ср. і U_пр.ср — середні значення прямого струму і прямої напруги на діоді.

Аналогічно можна розрахувати втрати потужності при зворотному струмі:

Р_зв=І_звU_зв (2,13)

І, нарешті, втрати на етапі зворотного відновлення визначаються по формулі

Р_відн=0,5 І_пр.ср.U_пр.ср.τ_р f (2.14)

де f — частота змінної напруги.

Після розрахунку потужності втрат в діоді слід визначити температуру корпусу діода по формулі

T_к=Т_п.макс - Р_Д*R_п.к Т_к.макс (2,15)

де Т_{п. макс}=150°С — максимально допустима температура кристала діода, R_п.к— тепловий опір перехід-корпус діода (приводиться в довідкових даних на діод), Тк.макс — максимально допустима температура корпусу діода.

Діоди з бар'єром Шотки. Для випрямляння малих напруг високої частоти широко використовуються діоди з бар'єром Шотки (ДШ). У цих діодах замість р-n - переходу використовується контакт металевої поверхні з напівпровідником. У місці контакту виникають збіднені носіями заряду шари напівпровідника, які називаються замочними. Діоди з бар'єром Шотки відрізняються від діодів з p-n-переходом по наступних параметрах:

• нижче пряме падіння напруги;

• мають нижчу зворотну напругу;

• вищий струм витоку;

• майже повністю відсутній заряд зворотного відновлення.

Дві основні характеристики роблять ці діоди незамінними при проектуванні низьковольтних високочастотних випрямлячів: мале пряме падіння напруги і малий час відновлення зворотної напруги. Крім того, відсутність неосновних носіїв, що вимагають часу на зворотне відновлення, означає фізичну відсутність втрат на перемикання самого діода.

У діодах з бар'єром Шотки пряме падіння напруги є функцією зворотної напруги. Максимальна напруга сучасних діодів Шотки складає близько 150 В. Прі цій напрузі пряма напруга ДШ менше прямої напруги діодів з р-n-переходом на 0,2...0,3В.

Переваги діода Шотки стають особливо помітними при випрямлянні малих напруг. Наприклад, 45-вольтний діод Шотки має пряму напругу 0,4...0,6В, а при тому ж струмі діод з p-n-переходом має падіння напруги 0,5...1,0В. При пониженні зворотної напруги до 15В пряма напруга зменшується до 0,3...0,4В. В середньому застосування діодів Шотки у випрямлячі дозволяє зменшити втрати приблизно на 10... 15%. Максимальна робоча частота ДШ перевищує 200 кГц при струмі до 30 А.

Лекція 3. Спеціальні типи напівпровідникових діодів

Різновиди напівпровідникових діодів. До спеціальних напівпровідникових діодів відносяться прилади, в яких використовуються особливі властивості р-n- переходів: керована напівпровідникова місткість - варікапи і варактори; зенеровський і лавинний прибій - стабілітрони; тунельний ефект - тунельні і обернені діоди; фотоефект - фотодіоди; фотонна рекомбінація носіїв зарядів - світлодіоди; багатошарові діоди - діністори. Крім того, до діодів відносять деякі типи приладів з трьома висновками, такі, як тиристори і двохбазові діоди.

Варікапи - це напівпровідникові діоди, в яких використовується бар'єрна місткість р-n-переходу. Ця місткість залежить від прикладеної до діода зворотної напруги і із збільшенням його зменшується. Добротність бар'єрної місткості варікапа може бути достатньо високою, оскільки вона шунтується достатньо високим опором діода при зворотному зсуві.

Схематичне зображення варікапа приведене на рис. 3.1 а, а його вольт-фарадна характеристика — на рис. 3.1 б. Умовне позначення варікапа складається з п'яти елементів. Перший елемент позначає матеріал, з якого виготовлений варікап (До - кремній). Другий елемент позначає приналежність діода до підкласу варікапів (У - варікап). Третій елемент - цифра, що визначає призначення варікапа (1 - для підстроювальних варікапів, 2 - для перемножувальних варікапів). Четвертий елемент - це порядковий номер розробки. І нарешті, п'ятий елемент - відповідає розбраковуваній по параметрах. Так, наприклад, на рис. 3.1 б приведена характеристика варікапа КВ117А.

Теоретичне значення місткості варікапа можна визначити по формулі

(3,1)

де С0 — початкова місткість варікапа при UB=0, UB — напруга на варікапі, — контактна різниця потенціалів.

Основними параметрами варікапа є: його початкова місткість С0, добротність Qc, коефіцієнт перекриття по місткості Кс. Добротність варікапа визначається відношенням реактивної потужності варікапа Q до потужності Р:

Q_c=Q/P (3.2)

Рис. 3.1. - Схематичне зображення варікапа (а) і залежність місткості варікапа від зворотної напруги (б)

Коефіцієнт перекриття по місткості визначається як відношення максимальної місткості Сmах варікапа до його мінімальної місткості Cmin

K_c=C_max/C_min (3.3)

Окрім цього, часто вказують температурний коефіцієнт місткості варікапа αc=ΔC/ΔT і граничну частоту fгран, при якій добротність варікапа знижується до Q=1. Добротність варікапа збільшується із збільшенням зворотної напруги і із зменшенням робочої частоти. Графіки залежності добротності варікапа КВ117А від частоти і зворотної напруги приведені на рис. 3.2.

Еквівалентна схема варікапа приведена на рис. 3.3, де Сб — бар'єрна місткість, Rш — опір переходу і шунтуючих його витоків, обумовлених конструкцією варікапа, Rп — опір матеріалу напівпровідника, p-n-області і контакту.

Рис. 3.2. - Графіки залежності добротності варікапа КВ117А від частоти (а) і від зворотної напруги (б)

Рис. 3.3. - Еквівалентна схема заміщення варікапа (а) і залежність добротності від частоти (б)

Повний опір варікапа визначається виразом

(3.4)

Добротність варікапа у області низьких частот відповідно до (3.4) можна визначити по формулі

Q_н.ч. (3.5)

з якої виходить, що вона росте із зростанням частоти.

На високих частотах при виконанні умови опором Rп можна нехтувати і тоді добротність варікапа залежить від частоти по формулі

Q_в.ч. (3.6)

тобто вона зменшується із зростанням частоти.

Звідси витікає, що добротність варікапа має максимум, який відповідає частоті

(3,7)

при цьому максимальну добротність можна знайти по формулі

(3.8)

На рис. 3.3 б приведені залежності добротності Q від частоти для варікапів, виготовлених з кремнію і арсеніду галію. З графіків видно, що для варікапів з арсеніду галію оптимальна частота складає ~ 1 кГц, тоді як для кремнієвих варікапів вона майже досягає 1 Мгц.

Варікапи знаходять застосування в різних електронних схемах: модуляторах, перебудовуваних резонансних контурах, генераторах з електронною настройкою, параметричних підсилювачах і генераторах і ін. На рис. 3.4 показана схема резонансного контура з електронною перебудовою за допомогою постійної напруги Uп.

Рис. 3.4. - Схема резонансного контура з електронною перебудовою за допомогою варікапів

Напруга перебудови подається в середню крапку двох стрічно послідовно ввімкних варікапів VD1 і VD2 через додатковий резистор RД. Таке включення варікапів дозволяє збільшити крутизну перебудови і усуває необхідність застосування розділового конденсатора. Спеціально для таких схем промисловістю випускаються здвоєні варікапи типів КВС111 або КВС120.

Рис. 3.5. - Схематичне зображення стабілітронів (а) і їх вольт-амперні характеристики (б)

Стабілітрони - це напівпровідникові діоди, що працюють в режимі лавинного пробою. При зворотному зсуві напівпровідникового діода виникає електричний лавинний пробій p-n-переходу. При цьому в широкому діапазоні зміни струму через діод напруга на ньому міняється дуже трохи. Для обмеження струму через стабілітрон послідовно з ним включають опір. Якщо в режимі пробою потужність, що витрачається в ньому, не перевищує гранично допустиму, то в такому режимі стабілітрон може працювати необмежено довго. На рис. 3,5 а показано схематичне зображення стабілітронів, а на рис. 3.5 б приведені їх вольт-амперні характеристики.

Напруга стабілізації стабілітронів залежить від температури. На рис. 3.5 б штриховою лінією показане переміщення вольт-амперних характеристик при збільшенні температури. Очевидно, що підвищення температури збільшує напругу лавинного пробою при UСТ>5 B і зменшує його при UСТ<5 B. Інакше кажучи, стабілітрони з напругою стабілізації більше 5 В мають позитивний температурний коефіцієнт напруги (ТКН), а при ССТ<5 В — зворотня. При UСТ=6...5 B ТКН близький до нуля.

Рис. 3.6. - Схема включення стабілітрона (а) і стабістора (б)

Іноді для стабілізації напруги використовують пряме падіння напруга на діоді. Такі прилади на відміну від стабілітронів називають стабісторами, У області прямого зсуву p-n-переходу напруга на ньому має значення 0,7…2 В і мало залежить від струму. У зв'язку з цим стабістори дозволяють стабілізувати тільки малі напруги (не більш 2 В). Для обмеження струму через стабістор послідовно з ним також включають опір. На відміну від стабілітронів при збільшенні температури напруга на стабісторі зменшується, оскільки пряма напруга на діоді має негативний ТКН. Схема включення стабілітрона приведена на рис. 3.6 а, а стабістора - на рис. 3.6 б.

Приведений вище характер температурної залежності напруги стабілітронів обумовлений різним видом пробою в них. У широких переходах при напруженості поля в них до В/см має місце лавинний пробій. Такий пробій при напрузі на переході >6 У має позитивний температурний коефіцієнт.

У вузьких переходах при великій напруженості електричного поля (більш В/см) спостерігається пробій, який називається зенеровським. Такий пробій має місце при низькій напрузі на переході (менше 5 В) і характеризується негативним температурним коефіцієнтом. При напрузі на переході від 5 до 6 В одночасно існують обидва види пробою, тому температурний коефіцієнт близький до нуля. Графік залежності температурного коефіцієнта ТКНСТ від напруги стабілізації Uст приведений на рис. 3.7.

Рис. 3.7. - Залежність температурного коефіцієнта від напруги стабілізації

Основними параметрами стабілітронів є:

• напруга стабілізації Uст;

• температурний коефіцієнт напруги стабілізації ТКНст;

• допустимий струм через стабілітрон Iст;

• диференціальний опір стабілітрона rст.

Рис. 3.8. - Лінеарізованна характеристика стабілітрона (а) і його схема заміщення (б)

Крім того, для імпульсних стабілітронів нормується час включення стабілітрона tвкл, а для двосторонніх стабілітронів нормується несиметрична напруг стабілізації ΔUст=Uст1-Uст2

Диференціальний опір стабілітрона - це параметр, який характеризує нахил вольт-амперної характеристики у області пробою. На рис. 3.8 а приведена лінеарізованная характеристика стабілітрона, за допомогою якої можна визначити його диференціальний опір і побудувати схему заміщення, приведену на рис. 3.8 б.

Використовуючи приведену на рис. 3.8 б схему заміщення, можна розрахувати простий стабілізатор напруги, зображений на рис. 3.9 д. Замінюючи стабілітрон його схемою заміщення, одержимо розрахункову схему, зображену на рис. 3.9 б. Для цієї схеми можна написати систему рівнянь

(3,9)

В результаті рішення системи рівнянь (3.9) одержимо напругу на виході стабілізатора

(3,10)

де І_н=U_вих/R_н — струм навантаження.

Рис. 3.9. - Схема простого стабілізатора напруги (а) і його схема заміщення (б)

Підставивши значення, IH, одержимо остаточно

_(3,11)

З виразу (3.11) виходить, що вихідна напруга стабілізатора залежить від напруги на вході стабілізатора Uвх, опорів навантаження Rн і обмеження струму RГ, а також параметрів стабілітрона Uст і rст.

Умовне позначення стабілітрона включає: матеріал, напівпровідника (До - кремній); позначення підкласу стабілітронів (букву З); цифру, вказуючу на потужність стабілітрона; дві цифри, відповідні напрузі стабілізації, і букву, вказуючу особливість конструкції або корпусу. Наприклад, стабілітрон КС168А відповідає малопотужному стабілітрону (струм менше 0,3 А) з напругою стабілізації 6,8 В, в металевому корпусі.

Окрім стабілізації напруги стабілітрони також використовуються для обмеження імпульсів напруги і в схемах захисту різних елементів від підвищення напруги на них.

Тунельні діоди. Тунельний ефект полягає в тунельному проходженні, струму через p-n-перехід. При цьому струм починає проходити через перехід при напрузі, значно меншому контактній різниці потенціалів. Досягається тунельний ефект створенням дуже тонкого збідненого шару, який в тунельному діоді досягає 0,01 мкм. При такому тонкому збідненому шарі в ньому навіть при напрузі 0,6...0,7 В напруженість поля досягає (5...7) -105 В/см. При цьому через такий вузький р-n- перехід протікає значний струм.

Цей струм проходить в обох напрямах, тільки у області прямого зсуву струм спочатку росте, а досягнувши значення Imax при напрузі U1, потім досить різко спадає до Imin при напрузі U2. Зниження струму пов'язане з тим, що із зростанням напруги в прямому напрямі зменшується число електронів, здатних зробити тунельний перехід. При напрузі U2 число таких електронів стає рівним нулю і тунельний струм зникає.

При подальшому підвищенні напруги вище U2 проходження прямого струму таке ж, як у звичного діода, і визначається дифузією.

Зважаючи на дуже малу товщину шару p-n-переходу час переходу через нього дуже мало (до 1013 -1014 з), тому тунельний діод - практично безінерційний прилад. У звичних же діодах електрони проходять через перехід завдяки дифузії, тобто дуже повільно. Вольт-амперна характеристика тунельного діода приведена на рис. 3.10 а, а його схематичне зображення - на рис. 3.10 б.

На вольт-амперній характеристиці тунельного діода можна виділити три основні ділянки: початкова ділянка зростання струму від крапки 0 до Imax, ділянка спаду струму від Imax до Imin і ділянка подальшого зростання струму від Imin. Очевидно, що спадаюча ділянка, на якому позитивному приросту напруги відповідає негативний приріст струму ΔІ, має негативний опір (або негативну провідність -G).

Рис. 3.10. - Вольт-амперна характеристика тунельного діода (а), його схематичне зображення (б), і схема заміщення (в)

Схема заміщення тунельного діода у вибраній робочій крапці на ділянці негативного опору для малого сигналу має вигляд, приведений на рис. 3.10 е. На цій схемі З - загальна місткість діода в точці мінімуму вольт-амперної характеристики, -G - негативна провідність на падаючій ділянці, rП - послідовний опір втрат, L - індуктивність висновків.

Схема генератора на тунельному діоді приведена на рис. 3.11 а. У цій схемі тунельний тріод ТД включається послідовно з навантаженням і джерелом постійної напруги Е. Для виникнення коливань в цій схемі необхідно виконати дві умови. Перша умова полягає в тому, щоб напруга джерела Е забезпечувала знаходження робочої крапки ТД на ділянці негативного опору (падаючій ділянці). Друга умова полягає в тому, щоб негативний опір ТД був більше позитивного опору навантаження Rн (тобто 1/G>RH).

На рис. 3.11 б показано, як потрібно вибирати напругу джерела живлення Е при заданому опорі навантаження Rн. На осях вольт-амперної характеристики ТД відкладаються дві крапки. На осі напруги відкладається напруга джерела живлення Е, що відповідає напрузі на діоді при закороченому навантаженні RH, а на осі струму відкладається струм E/RH, що відповідає закороченому ТД. Ці дві крапки з'єднуються прямою лінією, яка називається навантаженням. Перетин лінії навантаження RH з вольт-амперною характеристикою ТД відповідає їх однаковому струму (що необхідне при послідовному їх з'єднанні) і визначає положення робочої крапки.

Як видно з рис. 3.11 б, робоча крапка на падаючій ділянці може бути забезпечена двома способами проведення лінії навантаження. Лінія навантаження 1, проведена через крапки E1 і E1/RH1, перетинає вольт-амперну характеристику ТД в трьох крапках А, В і З. Очевидно, що при підключенні живлення до схеми першої буде робоча крапка А, в якій опір ТД позитивне і, отже, генерації не буде.

Рис. 3.11. - Схема генератора на тунельному діоді (а), і визначення умов виникнення коливань (б)

Лінія навантаження 2, проведена між точками Е2 і E2 /RH2, перетинає вольт- амперну характеристику ТД тільки в одній крапці В. Такий вибір напруги живлення Е2 і навантаження RH2 забезпечує можливість виникнення коливань в схемі. Для визначення допустимого опору навантаження знайдемо негативний опір ТД. Для цього визначимо повний опір ТД, користуючись його схемою заміщення (рис. 3.10 в):

(3.12)

Повний активний опір в схемі рис. 3.11 а матиме значення

(3.13)

Якщо цей опір задовольняє умові Raa 0, то коливання в схемі можливі. Критична частота виникнення коливань визначається за умови, що RН=0, і має значення

(3,14)

Для визначення частоти власних коливань необхідно прирівняти до нуля уявну частину повного опору (3.13):

(3.15)

Вирішуючи рівняння (3.15) щодо резонансної частоти, знайдемо частоту коливань в схемі рис. 3.11 а

(3.16)

Для існування коливань в генераторі по схемі рис. 3.11 а необхідне виконання умови

(3,17)

Для того, щоб коливання не містили гармоніки, необхідно, щоб їх амплітуда не перевищувала 0,1U0. Тому в генераторах на ТД амплітуда коливань звичайно складає приблизно 10...20 мВ. Максимальна амплітуда коливань рівна U2-U1 100 мB. Робоча частота генератора на ТД звичайно перевищує 1 ГГц.

Обернутий діод є виродженим тунельним діодом. Підбором концентрації домішок так, щоб межі зон не перекривалися, а співпадали за відсутності зовнішнього зсуву на переході, можна одержати звичну діодну характеристику у області позитивних напруг. При цьому ділянка негативного опору відсутня. Вольт- амперна характеристика обернутого діода приведена на рис. 3.12 а, а його умовне, позначення - на рис. 3.12 б.

Обернуті діоди застосовуються для випрямляння на надвисоких частотах дуже малих напруг. Проте при використовуванні обернутого діода необхідно поміняти місцями анод і катод, оскільки міняються місцями області випрямляння. Це і зумовило назву діода - обернутий.

Фотодіод (ФД) є діодом з відкритим p-n-переходом. Світловий потік, падаючий на відкритий p-n-перехід приводить до появи в одній з областей

додаткових неосновних носіїв зарядів, внаслідок чого збільшується зворотний струм. У загальному випадку струм фотодіода визначається формулою

(3.18)

де - фотострум, - інтегральна чутливість, Ф - світловий потік.

Вольт-амперні характеристики ФД приведені на рис. 3.1 а, а його схемне зображення - на мал. 3.13 б.

Рис. 3.12. - Вольт-амперна характеристика обернутого діода (а), його схематичне зображення (б)

Без включення навантаження фотодіод може працювати в двох режимах: 1) короткого замикання і 2) холостого ходу. У режимі короткого замикання напруга на діоді рівна нулю, і струм в діоді рівний фотоструму, тобто . Таким чином, в режимі короткого замикання дотримується пряма пропорційність між струмом в діоді і світловим потоком. Така пропорційність достатньо добре дотримується в межах 6-7 порядків. ФSI I i ф    

У режимі холостого ходу струму в діоді немає, а напруга холостого ходу Uxx, відмічене на рис. 3.13 а, лежить на горизонтальній осі. Для визначення цієї напруги можна прологарифмувати вираз (3.18), звідки знаходимо

(3.19)

Таким чином, при I=0 область Р заряджає позитивно, а область N - негативно і між електродами фотодіода при освітленні з'являється різниця потенціалів, звана фото-эдc. Фото-едс рівна напрузі Uxx і не може перевищувати контактної різниці потенціалів до. Для кремнієвих фотодіодів напруги Uxx <0,7 У.

Рис. 3.13. - Вольт-амперна характеристика фотодіода (а), його схематичне зображення (б)

Для режиму холостого ходу характерна логарифмічна залежність вихідної напруги від освітленості, причому вихідна напруга не перевищує деякого певного значення при будь-якій освітленості.

Реалізувати режим короткого замикання фотодіода можна тільки за допомогою операційного підсилювача (див. Лекцію 8), а практична реалізація режиму холостого ходу взагалі скрутна. В цьому випадку можна говорити про роботу фотодіода на деяке навантаження. Схема включення фотодіода на навантаження приведена на рис. 3.14 а, а характеристика навантаження - на рис.3.14 б.

Для побудови прямої навантаження можна скористатися методикою, приведеною при аналізі режиму тунельного діода (рис. 3.11 б). Для цього на горизонтальній осі потрібно відкласти напругу джерела Е, а на вертикальній осі - струм короткого замикання E/Rн. Пряма, сполучаюча ці крапки, і є прямою навантаження. Перетин прямої навантаження з вольт-амперними характеристиками фотодіода дозволяє визначити напругу на навантаженні Rн. Для цього потрібно з точок перетину відновити перпендикуляри до перетину з горизонтальною віссю. Ці точки перетину і дають значення напруги на навантаженні.

З приведеного на рис. 3.14 б побудови витікає, що за відсутності освітлення напруга на фотодіоді буде максимальною UT. При збільшенні освітлення струм у фотодіоді зростає, а напруга на ньому падає. Напруга на навантаженні визначається як різниця напруги джерела живлення і напруги на фотодіоді . Графік залежності приведений на рис. 3.14 в.

Рис. 3.14. - Схема включення фотодіода з навантаженням (а), побудова характеристики (б) навантаження і графік напруги на навантаженні (в)

Фотодіоди знаходять застосування як приймачі оптичного випромінювання.

Основними характеристиками фотодіодів є: діапазон довжин хвиль випромінювання,

що приймається, інтегральна чутливість Si, теплового струм IT, і постійна часу  .

Більшість фотодіодів працює в широкому діапазоні довжин хвиль як видимого, так і

невидимого випромінювання 0,4...2 мкм. Інтегральна чутливість залежить від площі p-n-переходу і може змінюватися в межах 10-3... 1 мкА/люкс. Тепловий струм звичайно невеликий і має значення 10-2... 1 мкА.

Фотодіоди, мають дуже малу інерційність, оскільки струм в них обумовлений

дрейфом неосновних носіїв і не пов'язаний з дифузією носіїв через перехід. Постійна часу  фотодіодів лежить в межах 10-3...1 мкс.

Позначення фотодіодів складається з букв ФД і порядкового номера розробки.

Наприклад, фотодіод ФД24К має інтегральну чутливість 0,5 мкА/лк і тепловий струм 1 мкА. У зв'язку з порівняно невеликим рівнем вихідного сигналу фотодіоди звичайно працюють з підсилювачем. Підсилювач може бути зовнішнім і інтегрованим разом з фотоприймачем.

Світловипромінювальні діоди (СІД) перетворять електричну енергію в світлове випромінювання за рахунок рекомбінації електронів і дірок. У звичних діодах рекомбінація (об'єднання) електронів і дірок відбувається з виділенням тепла, тобто без світлового випромінювання. Така рекомбінація викликається фононною. У СІД переважає рекомбінація з випромінюванням світла, яка називається фотонною. Звичне таке випромінювання буває резонансним і лежить у вузькій смузі частот. Для зміни довжини хвилі випромінювання можна міняти матеріал, з якого виготовлений світлодіод, або змінювати струм. На рис. 3.15 а показане схематичне зображення світлодіода, а на рис. 3.15 б приведені спектральні характеристики випромінювання.

Рис. 3.15. - Умовне схематичне зображення світлодіода (а) і спектральні характеристики випромінювання (б)

Для виготовлення світлодіодів найчастіше використовують фосфід галію або арсенід галію. Для діодів видимого. випромінювання часто використовують фосфід-арсенід галію. З окремих світлодіодів збирають блоки і матриці, які дозволяють висвічувати зображення букв і цифр.

Інженкційний лазер - це діод з монохроматичним випромінюванням. Когерентне монохроматичне випромінювання забезпечується стимулюючою фотонною рекомбінацією, яка виникає при інжекції носіїв заряду при певному струмі. Мінімальний струм, при якому переважає стимулююча фотонна рекомбінація, називається пороговим. При збільшенні струму вище за порогове значення відбувається погіршення монохроматичного випромінювання.

Лекція 4. Біполярні транзистори

Пристрій і принцип дії біполярного транзистора. Біполярним транзистором називається напівпровідниковий прилад, що має два взаємодіючих між собою p-n-переходу. Технологія виготовлення біполярних транзисторів може бути різною - сплав, дифузія, епітаксія, - що значною мірою визначає характеристики приладу.

Залежно від послідовності чергування областей з різним типом провідності розрізняють n-р-n-транзистори і p-n-р-транзистори. Спрощений пристрій площинного n-р-n-транзистора приведений на рис. 4.1 а, його умовне позначення - на рис. 4.1 б, а схема заміщення - на рис. 4.1 в. Аналогічні уявлення для p-n-p-транзистора приведені на рис. 4.1 г, д, е.

Середня частина даних структур називається базою, одна крайня область - колектором, а інша - емітером. У несиметричних структурах електрод бази розташовується ближче до емітера, а ширина бази залежить від частотного діапазону транзистора і з підвищенням частоти зменшується. Залежно від полярності напруг, прикладених до електродів транзистора, розрізняють наступні режими його роботи: лінійний (підсилювальний), насичення, відсічення і інверсний.

У лінійному режимі роботи транзистора емітерний перехід зміщений в прямому напрямі, а колекторний - в зворотному. У режимі насичення обидва переходи зміщені в прямому напрямі, а в режимі відсічення - в зворотному. І, нарешті, в інверсному режимі колекторний перехід зміщений в прямому напрямі, а емітерний - в зворотному. Окрім розглянутих режимів можливий ще один режим, який є не робітником, а аварійним - це режим пробою.

Робота транзистора заснована на управлінні струмами електродів залежно від прикладених до його переходів напруг. У лінійному режимі, коли перехід база-емітер відкритий завдяки прикладеній до нього напрузі Eе=Uбе, через нього протікає струм бази iб. Протікання струму бази приводить до інжекції зарядів з області колектора в область бази, причому струм колектора визначається як iк=Biб, де В — коефіцієнт передачі струму бази. Пряма напруга Uбе на емітерному переході пов'язана із струмом колектора рівнянням Еберса — Молла

(4,1)

де Ікб.о — зворотний струм колекторного переходу при його зворотному зсуві, ϕ— тепловий потенціал.

Рис. 4.1. - Пристрій n-p-n-транзистора (а), його схематичне зображення (б) і схема заміщення (в). Пристрій р-n-p-транзистора (г), його схематичне зображення (д) і схема заміщення (е)

З рівняння (4.1) виходить, що при прямому зсуві емітерного переходу, струм колектора росте із зростанням напруги Uбе по експоненціальному закону:

(4,2)

де — контактна різниця потенціалів.

При зміні полярності напруги на емітерному переході транзистор переходить в режим відсічення і струм колектора рівний зворотному струму колекторного переходу Iк.обр=Iкб.о. З рівняння (4.1) легко знайти напругу на емітерному переході

(4,3)

Оскільки =25 мВ при T=300 До, то вже при напрузі =100 мВ можна вважати, що . Вихідні вольт-амперні характеристики транзистора приведені на рис. 4.2 а. Лінійна область на цих характеристиках відмічена штриховою лінією. Транзистор знаходитиметься в лінійній області, якщо напруга на колекторі достатньо велика і виходить за межу штрихової лінії.

Рис. 4.2. - Вихідні характеристики біполярного транзистора (а) і його вхідна характеристика (б)

Відзначимо деякі особливості характеристик транзистора в лінійній області. По-перше, приріст струму колектора пропорційний зміні струму бази. По-друге, струм колектора майже не залежить від напруги на колекторі (відповідно до рівняння (4.1) такої залежності взагалі немає). По-третє, напруга на базі не залежить від напруги на колекторі і слабо залежить від струму бази. Із сказаного виходить, що в лінійному режимі транзистор для малих приростів струму бази можна замінити джерелом струму колектора, керованого струмом бази. При цьому, якщо нехтувати падінням напруги між базою і емітером, то можна рахувати цей перехід коротким замиканням. В результаті для лінійного режиму можна використовувати просту модель транзистора, приведену на рис. 4.3 а.

Користуючись цією моделлю, можна легко розрахувати коефіцієнт посилення каскаду, зображеного на рис. 4.3 б. Замінюючи транзистор його моделлю, одержимо еквівалентну схему, зображену на рис. 4.3 в. Для цієї схеми знаходимо

або

Якщо необхідно зробити розрахунок точнішим, то модель транзистора можна ускладнити введенням інших параметрів, які не враховувалися при складанні схеми, зображеної на рис. 4.3 а. Уточнена схема заміщення біполярного транзистора приведена на рис. 4.4.

Фізичне значення параметрів, приведених в системі рівнянь (4.4), можна легко встановити, якщо скористатися режимами холостого ходу на вході схеми і короткого замикання на її виході.

Рис. 4.3. - Проста схема заміщення біполярного транзистора (а), схема підсилювального каскаду (б) і розрахункова схема (в)

Рис. 4.4. - Схема заміщення біполярного транзистора в Н-параметрах

Параметри холостого ходу відповідно до (4.5) позначаються як: Н12 - зворотна передача по напрузі і H22 - вихідна провідність. Параметри короткого замикання визначаються з (4.6) і мають значення: Н11 - вхідний опір, H21 - пряма передача по струму. Одержана система параметрів транзистора не суперечить простій схемі заміщення, приведеній на рис. 4.3 а. Так, при Н11= Н12= H22=0 одержуємо замість схеми рис. 4.4 схему рис. 4.3 а, якщо покласти, що B=H21.

Відзначимо, що в довідниках по транзисторах звичайно приводяться не всі чотири H-параметри, а тільки деякі з них. Обов'язково приводиться параметр H21= B - коефіцієнт передачі по струму.

Для переходу з лінійного режиму в режим насичення необхідно збільшувати струм бази до тих пір, поки напруга на колекторі не знизиться до такого значення, при якому відбудеться відмикання колекторного переходу. Така ситуація може виникнути в схемі рис. 4.3 б, коли в колекторному ланцюзі включений опір навантаження RH. В цьому випадку збільшення струму бази іб приведе до збільшення струму колектора ік. В результаті збільшиться падіння напруги на навантаженні RH і зменшиться напруга на колекторі uке.

При глибокому насиченні транзистора виконується умова uбк>0. У будь-якому випадку при переході в режим насичення в базі протікає надмірний струм, тобто струм бази перевищує значення, необхідне для отримання даного струму колектора при роботі транзистора в лінійному режимі. Виконання умови икб=0 звичайно називають граничним режимом, оскільки він характеризує перехід транзистора з

лінійного режиму в режим насичення. Глибину насичення транзистора характеризують коефіцієнтом насичення, який визначають як відношення струму бази Iб.гр транзистора в насиченому режимі до струму бази Iб.гр в граничному режимі

(4,4)

При глибокому насиченні транзистора в базі накопичується велика кількість неосновних носіїв, які затримують виключення транзистора.

Оскільки в режимі насичення напруга між колектором і емітером достатньо мала, то в цьому режимі транзистор можна замінити замкнутим ключем, на якому падає невелика напруга. Схема заміщення транзистора в режимі насичення приведена на рис. 4.5 а.

У довідкових даних на транзистори звичайно приводиться значення Uкэ.нас при заданому струмі колектора.

Іншим ключовим режимом біполярного транзистора є режим відсічення. Перевести транзистор в режим відсічення можна додатком між базою і емітером зворотної напруги. Граничним режимом в цьому випадку є виконання умови uбе=0. У режимі відсічення транзистор можна замінити розімкненим ключем, схема заміщення якого приведена на рис. 4.5 б. Відповідно до цієї схеми заміщення транзистор в режимі відсічення має деякий достатньо великий опір R0 і паралельно включений йому генератор невеликого струму витоку . На вольт-амперних характеристиках транзистора, приведених на рис. 4.2 а, режиму відсічення відповідає горизонтальна лінія.

У довідкових даних на транзистори для режиму відсічення звичайно приводиться зворотний струм колектор - емітер IкеR при заданій напрузі на колекторі і при заданому опорі R, включеному між базою і емітером. Таким чином, два ключові режими транзистора - режими насичення і відсічення - дозволяють використовувати транзистор як замкнутий або розімкнений ключ S. Решта елементів

на схемах заміщення, приведених на рис. 4.5, відповідає неідеальності транзисторного ключа.

Транзисторні ключі знаходять широке застосування в різних електронних пристроях: вимірювальних підсилювачах для комутації сигналів, в силових перетворювачах частоти і ін. У всіх цих застосуваннях транзистор поперемінно переводиться з режиму насичення в режим відсічення і назад. У зв'язку з цим дуже важливим є швидкість перемикання такого ключа, яка звичайно характеризується часом перемикання або максимальною частотою комутації.

Останнім режимом роботи транзистора є інверсний режим, при якому колекторний перехід зміщується в прямому напрямі, а емітерний в зворотному. По суті справи, в цьому режимі колектор і емітер міняються місцями і роль колектора тепер виконує емітер. Якщо транзистор несиметричний, то звичайно в інверсному режимі падає посилення транзистора (Вінв<Влін).

Рис. 4.5. - Схеми заміщення транзисторного ключа в режимі насичення (а) і відсічення (б)

Найчастіше інверсний режим транзистора використовується в двонаправлених ключах. В цьому випадку транзистор робиться симетричним і його посилення практично не змінюється при заміні колектора і емітера. У таких транзисторах області колектора і емітера мають однакові властивості і геометричні розміри, тому будь-яка з них Може працювати як емітер або колектор. Для симетричних транзисторів характеристики в інверсному режимі подібні характеристикам в лінійному режимі.

Динамічні характеристики біполярного транзистора. Динамічні характеристики транзистора по-різному описують його поведінку в лінійному або ключовому режимах. Для ключових режимів дуже важливим є час перемикання транзистора з одного стану в інше. В той же час для підсилювального режиму транзистора важливішими є його властивості, які показують можливість транзистора підсилювати сигнали різних частот.

Процеси включення і виключення транзисторного ключа показані на рис. 4.6. При включенні транзистора (рис. 4.6 а) в його базу подається прямокутний імпульс струму з крутим фронтом. Струм колектора досягає сталого значення не відразу після подачі струму в базу. Є якийсь час затримки tзат, через яке з'являється струм в колекторі.

Рис. 4.6. - Процеси при включенні транзистора (а) і виключенні (б)

При виключенні транзистора на його базу подається зворотна напруга, внаслідок чого струм бази міняє свій напрям і стає рівним Iб.вик. Поки відбувається розсмоктування неосновних носіїв заряду в базі, цей струм не міняє свого значення.

Цей час називається часом розсмоктування tроз. Після закінчення процесу розсмоктування відбувається спад струму бази, який продовжується протягом часу tсп.

Слід особливо відзначити, що при виключенні транзистора, не дивлячись на зміну напряму струму бази, транзистор протягом часу tроз залишається включеним і колекторний струм не міняє свого значення. Спад струму колектора починається одночасно із спадом струму бази і закінчуються вони практично одночасно.

Час розсмоктування сильно залежить від ступеня насичення транзистора перед його виключенням. Мінімальний час виключення виходить при граничному режимі насичення. Для прискорення процесу розсмоктування в базу пропускають зворотний струм, який залежить від зворотної напруги на базі. Проте прикладати до бази велику зворотну напругу не можна, оскільки може відбутися пробій переходу база- емітер. Максимальна зворотна напруга на базі звичайно не перевищує 5...7 В.

Якщо до бази транзистора в процесі замикання не прикладається зворотна напруга (наприклад, база замикається на емітер), то таке замикання транзистора називається пасивним. При пасивному замиканні час розсмоктування значно збільшується, а зворотний струм бази зменшується. Форма струму колектора при подачі в базу прямокутного імпульсу струму показана на рис. 4.7. З цього малюнка видно, що форма імпульсу струму колектора не тільки змінюється за рахунок розтягання тривалості фронтів, але і сам імпульс збільшується по тривалості на час tроз. У довідкових даних звичайно приводять часи включення, спаду і розсмоктування. Для найшвидших транзисторів час розсмоктування має значення 0,1 ...0,5мкс, проте для багатьох силових транзисторів воно досягає 10 мкс.

Динамічні властивості транзистора в підсилювальному режимі прийнято характеризувати не часом включення або виключення, а його частотними характеристиками. Є багато різних моделей транзисторів, що працюють на високих частотах, проте найпоширенішими є моделі, засновані на схемі заміщення

Джіаколетто і апроксимації залежності коефіцієнта передачі струму бази (або емітера) на високій частоті.

Рис. 4.7. Зміна форми імпульсу при роботі транзисторного ключа

Розглянемо спочатку схему заміщення транзистора, запропоновану Джіаколетто. Ця схема приведена на рис. 4.8 а і є П-образною схемою, в якій підсилювальні властивості транзистора враховані крутизною S його вольт-амперної характеристики (тобто провідністю прямої передачі), а частотна залежність підсилювальних властивостей визначається обліком місткостей між базою і колектором - Ск і базою і емітером - Сє. Гідність цієї схеми заміщення полягає у тому, що вона з достатньою для практичних розрахунків точністю відображає реальні властивості транзисторів на Високих частотах. Крім того, всі параметри елементів цієї схеми заміщення можна легко зміряти або розрахувати.

На схемі заміщення (рис. 4.8 а) крапки Б, До і Е є реальними висновками бази, колектора і емітера транзистора. Крапка Б' знаходиться усередині транзистора і, отже, доступу до неї немає. Опір rб, що розділяє крапки Б і Б', називають розподіленим опором бази. Активна провідність g3 і ємність З, спільно

відображають повну провідність емітерного переходу. Відношення цих величин називається постійною часу емітерного переходу і від режиму роботи транзистора практично не залежить.

Наявність зв'язку між емітером і колектором врахована в схемі заміщення активною провідністю. Gк. Для високочастотних транзисторів ця провідність настільки мала, що її можна не враховувати. Джерело струму Suб'э, включений між колектором і емітером, аналогічне джерелу струму H21iб, приведеному в схемі заміщення рис. 4.4, проте на відміну від останнього він управляється не струмом бази iб, а напругою uб'е.

Ця схема пояснює причини, що приводять до зменшення посилення транзистора з підвищенням частоти. По-перше, із зростанням частоти збільшується повна провідність емітерного переходу, що приводить до збільшення струму iб і збільшення падіння напруги на rб. Таким чином, управляюча напруга uб'н для джерела струму зменшується із зростанням частоти і, отже, зменшується посилення транзистора.

Рис. 4.8. - Схема заміщення транзистора на високій частоті (а) і частотна залежність коефіцієнта передачі струму бази (б)

Додаткове зниження посилення обумовлене впливом колекторної провідності, яка теж збільшується із зростанням частоти. В результаті струм бази ще більше збільшується, що приводить до додаткового зниження напруги uбе.

Оскільки фазове зрушення залежить від частоти, то сигнали з широким спектром частот додатково спотворюватимуться за рахунок фазового зрушення гармонік.

Лекція 5. Уніполярні транзистори

Пристрій і принцип дії уніполярного транзистора. Уніполярними, або польовими, транзисторами називаються напівпровідникові прилади, в яких регулювання струму виробляється зміною провідності провідного каналу за допомогою електричного поля, перпендикулярного напряму струму. Обидві назви цих транзисторів достатньо точно відображають їх основні особливості: проходження струму в каналі обумовлене тільки одним типом зарядів, і управління струмом каналу здійснюється за допомогою електричного поля.

Електроди, підключені до каналу, називаються стоком (Drain) і витоком (Source), а управляючий електрод називається затвором (Gate). Напруга управління, яка створює поле в каналі, прикладається між затвором і витоком. Залежно від виконання затвора уніполярні транзистори діляться на дві групи: з управляючим p-n-переходом і з ізольованим затвором.

Пристрій польового транзистора з ізольованим затвором (ПТІЗ) приведений на рис. 5.1а, а польового транзистора з управляючим переходом (ПТУП) — на рис. 5.1 б.

У польових транзисторах з ізольованим затвором електрод затвора ізольований від напівпровідникового каналу за допомогою шару діелектрика з двоокису кремнію Si02. Електроди стоку і витоку розташовуються по обидві сторони затвора і мають контакт з напівпровідниковим каналом. Струм витоку затвора нехтує малий навіть при підвищених температурах. Напівпровідниковий канал може бути збіднений носіями зарядів або збагатить ними. При обідньому каналі електричне поле затвора підвищує його провідність, тому канал називається індукованим. Якщо канал

збагатить носіями зарядів, то він називається вбудованим. Електричне поле затвора в цьому випадку приводить, до збіднення каналу носіями зарядів.

Провідність каналу може бути електронною або дірчастою. Якщо канал має електронну провідність, то він називається n-каналом. Канали з дірчастою провідністю називаються р-каналами. В результаті польові транзистори з ізольованим затвором можуть бути чотирьох типів: з каналом n- або p-типів, кожний з яких може мати індукований або вбудований канал. Умовні схемні зображення цих типів транзисторів приведені на рис. 5.2.

Мал. 5.1. - Пристрій уніполярного транзистора з ізольованим затвором (а) і з керівником

Рис. 5.2. - Схематичні зображення польових транзисторів з ізольованим затвором

Графічне позначення транзисторів містить максимальну інформацію про його пристрій. Канал транзистора зображається вертикальною штриховою або суцільною лінією. Штрихова лінія позначає індукований канал, а суцільна - вбудований. Витік і стік діють як невипрямляючі контакти, тому зображаються під прямим кутом до каналу. Підкладка зображається як електрод із стрілкою, напрям якої указує тип провідності каналу. Затвор зображається вертикальною лінією, паралельною каналу. Висновок затвора звернений до електроду витоку.

Умовне позначення польових транзисторів складається з ряду букв і цифр. Перша буква указує матеріал, з якого виготовлений прилад (До - кремній, А - арсенід галію). Друга буква, П, указує на приналежність до групи польових транзисторів. Перша цифра указує на допустиму розсіювану потужність і максимальну робочу частоту. Далі йде двозначний номер розробки транзистора. Шоста буква відповідає розбраковуваній по параметрах. Наприклад, транзистор КПЗ02А - кремнієвий, польової, малої потужності, високочастотний.

Пристрій польового транзистора з управляючим p-n-переходом приведений на рис. 5.1 б. У такому транзисторі затвор виконаний у вигляді назад зміщеного p-n-переходу. Зміна зворотної напруги на затворі дозволяє регулювати струм в каналі. На рис. 5.1 б приведений польовий транзистор з каналом p-типа і затвором, виконаним з областей n-типу. Збільшення зворотної напруги на затворі приводить до зниження провідності каналу, тому польові транзистори з управляючим p-n-переходом працюють тільки на збіднення каналу носіями зарядів.

Умовне схематичне зображення польових транзисторів з управляючим p-n-переходом приведене на рис. 5.3. Оскільки ПТУП можуть працювати тільки із збідненням каналу, та наявність вбудованого каналу показана на цьому зображенні суцільною лінією, яка має контакти з електродами стоку і витоку. Напрям стрілки на висновку затвора указує тип провідності каналу.

Рис. 5.3. - Умовні позначення польових транзисторів з керівником р-n-переходом

Таким чином, повний набір різновидів польових транзисторів, що є в довідковій літературі, вичерпується шістьма різновидами. Їх типові передавальні характеристики приведені на рис. 5.4. Користуючись цими характеристиками, можна встановити полярність управляючої напруги, напрям струму в каналі і діапазон зміни управляючої напруги. Зі всіх приведених різновидів транзисторів в даний час не випускаються тільки ПТІЗ з вбудованим каналом р-типу.

Розглянемо деякі особливості цих характеристик. Всі характеристики польових транзисторів з каналом n-типу розташовані у верхній половині графіка і, отже, мають позитивний струм, що відповідає позитивній напрузі на стоці. Навпаки, всі характеристики приладів з каналом p-типу розташовані в нижній половині графіка і, отже, мають негативне значення струму і негативну напругу на стоці. Характеристики ПТУП при нульовій напрузі на, затворі мають максимальне значення струму, яке називається початковим Iз поч. При збільшенні замикаючої напруги струм стоку зменшується і при напрузі відсічення Uвідс стає близьким до нуля.

Рис. 5.4. - Типові передавальні характеристики польових транзисторів

Характеристики ПТІЗ з індукованим каналом при нульовій напрузі на затворі мають нульовий струм. Поява струму стоку в таких транзисторах відбувається при напрузі на затворі більше порогового значення Unop. Збільшення напруги на затворі приводить до збільшення струму стоку.

Характеристики ПТІЗ з вбудованим каналом при нульовій напрузі на затворі мають початкове значення струму Із поч Такі транзистори можуть працювати як в режимі збагачення, так і в режимі збіднення. При збільшенні напруги на затворі канал збагатить і струм стоку росте, а при зменшенні напруги на затворі канал обідняється і струм стоку знижується.

На рис. 5.5 приведені вихідні вольт-амперні характеристики ПТУП з каналом n-типу. Характеристики інших типів транзисторів мають аналогічний вигляд, але відрізняються напругою на затворі і полярністю прикладених напруг. На цих вольт-амперних характеристиках можна виділити дві області: лінійну і насичення.

У лінійній області вольт-амперні характеристики аж до точки перегину є прямими лініями, нахил яких залежить від напруги на затворі. У області насичення вольт-амперні характеристики йдуть практично горизонтально, що дозволяє говорити про незалежність струму стоку від напруги на стоці. У цій області вихідні характеристики польових транзисторів всіх типів схожі з характеристиками електровакуумних пентодів. Особливості цих характеристик є для застосування польових транзисторів. У лінійній області польовий транзистор використовується як опір, керований напругою на затворі, а у області насичення - як підсилювальний елемент. Розглянемо особливості роботи польових транзисторів в цих областях.

Рис. 5.5. - Вихідні характеристики польового транзистора з управляючим p-n- переходом і каналом n-типу

Лінійна область. У лінійній області струм стоку польового транзистора визначається рівнянням

де до — постійний коефіцієнт, залежний від конструкції транзистора, Uп — порогова напруга (або напруга відсічення), изи — напруга між затвором і витоком, іСи — напруга між стоком, і витоком.

На початковій ділянці лінійної області (до перегину) можна при малому значенні напруги на стоці скористатися спрощеним виразом.

Якщо напруга на затворі прагне до порогового значення , той опір каналу зростає до безкінечності: . Графік залежності опору каналу від управляючої напруги на затворі приведений на рис. 5.6 а.

При наближенні до точки перегину вольт-амперних характеристик опір каналу починає збільшуватися. В цьому випадку можна визначити диференціальну провідність каналу, користуючись формулою (5.3):

звідки набуваємо значення диференціального опору каналу

Залежність опору каналу від напруги на стоці Ucи порушує лінійність опору, проте при малому рівні сигналу цією залежністю можна нехтувати. Таким чином, основне застосування польових транзисторів в лінійній області визначається їх здатністю змінювати опір при зміні напруги на затворі. Цей опір для могутніх нульових транзисторів з ізольованим затвором досягає часток ома (0,5... 2,0 Ом), що дозволяє використовувати їх як замкнутий ключ з вельми малим власним опором каналу.

З другого боку, якщо напругу на затворі зробити рівною пороговому значенню (або більше за нього), то опір каналу транзистора збільшується, що відповідає розімкненому ключу з вельми малою власною провідністю. Таким чином, польовий транзистор можна використовувати як ключ, керований напругою на затворі. Такий ключ здатний пропускати достатньо великий струм (до 10 А і вище). Зменшити опір каналу можна паралельним включенням транзисторів із загальною управляючою напругою, ніж звично і користуються при створенні силових ключів. Схема заміщення ключа на польовому транзисторі приведена на рис. 5.6 б.

Рис. 5.6. - Залежність опору каналу від напруги на затворі (а) і схема заміщення ключа на польовому транзисторі (б)

Область насичення. У області насичення струм стоку польового транзистора визначається рівнянням

з якого виходить його повна незалежність від напруги на стоці. Практично така залежність є, але в більшості випадків вона слабо виражена. З рівняння (5.5) можна знайти початковий струм стоку за умови, що изи=0:

Вираз (5.6) показує, що значення коефіцієнта до, введеного у формулі (5.1), можна встановити експериментально, змірявши початковий струм стоку iз поч , і порогова напруга Uп (або напруга відсічення Uвідс), оскільки

Оскільки польові транзистори у області насичення використовуються в основному як підсилювальні прилади, то для оцінки їх підсилювальних властивостей знайдемо значення крутизни вольт-амперної характеристики:

З рівняння (5.8) виходить, що максимальне значення крутизна має при и_зи=0. Із збільшенням напруги на затворі крутизна зменшується і при U_зи=U_п стає рівною нулю. Використовуючи максимальне значення крутизни S_max=2kU_m рівняння (5.8) можна записати у вигляді

Схему заміщення польового транзистора для області насичення можна представити у вигляді джерела струму стоку, керованого напругою на затворі U_зи. При цьому для великого сигналу потрібно користуватися рівнянням (5.9), а для малого сигналу, використовуючи (5.8), одержимо

де крутизну S у вибраній робочій крапці можна вважати величиною постійної і не залежної від напруги на затворі. Схема заміщення польового транзистора приведена на рис. 5.7 а. У цій схемі ланцюг затвора представлений як розімкнена, оскільки струм затвора дуже малий і його можна не враховувати. Користуючись цією схемою заміщення, легко знайти посилення простого підсилювального каскаду на польовому транзисторі, зображеного на рис. 5.7 б. Замінивши польовий

транзистор його еквівалентною схемою, Одержимо схему заміщення підсилювального каскаду, приведену на рис. 5.7 в, для якої можна знайти напругу на навантаженні:

звідки

Рис. 5.7. - Проста схема заміщення польового транзистора (а), схема

підсилювача на польовому транзисторі (б), еквівалентна схема (в) і схема заміщення в у-параметрах (г)

Якщо необхідно зробити розрахунок точнішим, то модель польового транзистора ускладнюють введенням інших параметрів, які враховують неідеальність транзистора. Уточнена схема заміщення польового транзистора для малих сигналів приведена на рис. 5.7. Цій схемі заміщення відповідають рівняння, які називають рівняннями транзистора в у-параметрах (параметрах провідності):

Фізичне значення параметрів, використовуваних в рівняннях (5.11), можна встановити, якщо скористатися режимами короткого замикання на вході і виході схеми заміщення. При короткому замиканні на виході (U_с = 0) знаходимо два параметри

Аналогічно при короткому замиканні на вході (U3=0) знаходимо два інші параметри

З рівнянь (5.12) і (5.13) витікає, що у11 є провідністю витоку затвора польового транзистора, а у22 - його вихідною провідністю, у12 називається провідністю зворотної передачі і враховує вплив напруги на стоці на струм затвора, а y22=S - це крутизна польового транзистора (або провідність прямої передачі). З схеми заміщення, приведеної на рис. 5.7 г, можна одержати просту схему заміщення, зображену на рис. 5.7 а, якщо покласти y11 = y12 = y22 = 0.

Відзначимо, що в довідниках по польових транзисторах звичайно приводяться не всі, а тільки деякі з розглянутих характеристик. Завжди приводиться значення крутизни S, замість вхідної провідності іноді приводяться струм витоку затвора і вхідна місткість, а замість провідності зворотної передачі в більшості випадків приводиться так звана прохідна місткість С_зс, тобто місткість із затвора на стік (або на канал). Для могутніх польових транзисторів, що працюють в ключовому режимі звичайно приводиться значення опору відкритого каналу, максимальний струм стоку і гранична напруга на стоці.

Динамічні характеристики польових транзисторів. Динамічні характеристики польових транзисторів порізному описують їх поведінку в ключовому і лінійному (підсилювальному) режимах роботи. У підсилювальному режимі транзистор звичайно працює при малому рівні сигналу і, відповідно, розглядаються його малосигнальні схеми заміщення, по яких визначають частотні залежності струмів і напруг. У ключовому режимі істотнішими є часи включення і виключення транзистора, максимальна частота його комутації і спотворення фронтів імпульсів.

Повна схема заміщення польового транзистора в підсилювальному режимі при малому рівні сигналу приведена на рис. 5.8 а, В цій схемі враховані провідності g_зс, g_зи і місткості С_зс, С_зі - із затвора на області стоку і витоку, кероване джерело струму стоку SU_зи, вихідна провідність g_cи, а також об'ємні опори r_с і r_и ділянок каналу, примикаючих до електродів стоку і витоку. Якщо нехтувати невеликими об'ємними опорами контактів стоку і витоку, а також витоками із затвора на канал, то комплексні провідності схеми заміщення матимуть значення

З виразу (5.14) виходить, що з підвищенням частоти зменшується вхідний опір r_вих польового транзистора і опір зворотного зв'язку із стоку на затвор у₁₂. В результаті зростає місткістю струм із затвора на канал і напругу на затворі

зменшується. При цьому знижується посилення транзистора на високій частоті.

Рис. 5.8. - Схема заміщення польового транзистора при малому сигналі на високій частоті (а), схема включення ПТІЗ з індукованим каналом на резистову навантаження (б) і графіки проходження прямокутного імпульсу через транзисторний ключ (в)

Слід, проте, відзначити, що багато хто з параметрів схеми заміщення, приведеної на рис. 5.8 а, залежить від режиму роботи транзистора, тобто від постійних напруг на його електродах. Так, наприклад, крутизна S залежить від напруги на затворі U_зи (див. формулу 5.9). Для транзисторів з р-n-переходом

місткості затвора С_зі і С_зс є бар'єрними і із збільшенням зворотної напруги на затворі зменшуються.

Перехідні процеси при ключовому режимі роботи розглянемо на прикладі процесів включення і виключення польового транзистора з індукованим каналом nтипу, користуючись схемою, зображеною на рис. 5.8 б. Для перемикання транзистора на його затвор подається прямокутний імпульс напруги U_вx, зображений на рис. 5.8 в. При розгляді перехідних процесів використана спрощена модель

транзистора, приведена на рис. 5.8 а.

При подачі прямокутного імпульсу від джерела U_BX спочатку відбувається заряд місткості С_зі через опір джерела сигналу R_и. До тих пір, поки напруга на місткості С_зі не досягне порогової напруги U_пор, струм стоку рівний нулю і напруга на стоці рівна напрузі джерела живлення E_с.

Коли місткість С_зі заряджатиме до U_поp, транзистор якийсь час знаходитиметься у області насичення, а його коефіцієнт посилення, як показано раніше, матиме значення K_у=SR_и. В цьому випадку вхідна місткість транзистора різко збільшиться і буде рівна

Швидкість наростання напруги на затворі транзистора зменшується обернено пропорційно до збільшення місткості С_вх. У міру збільшення напруги на С_вх поступово наростатиме струм стоку і зменшуватися напруга на стоці. Таким чином, процес заряду місткості С_вх продовжуватиметься до тих пір, поки напруга на стоці не зменшиться до значення, при якому транзистор опиниться в лінійній області і втратить підсилювальні властивості. При цьому вхідна місткість стане рівною С_зі і швидкість її заряду різко збільшиться. В результаті в кінці процесу включення транзистора на затворі буде напруга U₀.

Слід зазначити, що в результаті процесу включення вихідний імпульс струму стоку затримується щодо надходження імпульсу управління на час t_{зад.вкл}, а його фронт розтягується на час _tвкл. Аналогічний процес відбувається при виключенні транзистора: є час затримки виключення t_{зад.вык}, час виключення t_вик, протягом якого спадає імпульс струму стоку, і час t_вст встановлення початкового стану.

Лекція 6. Силові напівпровідникові прилади

До силових напівпровідникових приладів відносяться керовані прилади, використовувані в різних силових пристроях: електроприводі, джерелах живлення, могутніх установках і ін. Для зниження втрат ці прилади в основному працюють в ключовому режимі. Основні вимоги, що пред'являються до силових приладів, зводяться до наступних:

• малі втрати при комутації;

• велика швидкість перемикання з одного стану в інший;

• мале споживання по колі управління;

• великий комутований струм і висока робоча напруга.

Силова електроніка безперервно розвивається і силові прилади безперервно удосконалюються. Розроблені і випускаються прилади на струми до 1000 А і робоча напруга понад 6 кВ. Швидкодія силових приладів таке, що вони можуть працювати на частотах до 1 Мгц. Значно понижена потужність управління силовими ключами.

Розроблені і випускаються могутні біполярні і уніполярні транзистори. Спеціально для цілей силової електроніки розроблені і випускаються могутні чотиришарові прилади — тиристори і симистори. До останніх досягнень силової електроніки відноситься розробка нових типів транзисторів: із статичною індукцією (СІТ і БСІТ) і біполярних транзисторів з ізольованим затвором (БТІЗ). Нові типи транзисторів можуть комутувати струми понад 500 А при напрузі до 2000 В. На відміну від тиристорів ці прилади мають повне управління, висока швидкодія і мале

споживання по колу управління.

Тиристори діляться на дві групи: діодні тиристори (динистори) і тріодні (тиристори). Для комутації кіл змінного струму розроблені спеціальні симетричні тиристори - симистори.

Диністори. Динистором називається двохелектродний прилад діодного типу, що має три p-n-переходи. Крайня область Р називається анодом, а інша крайня область N - катодом. Структура динистора приведена на рис. 6.1 а. Три p-n-переходи динистора позначено як J1, J2 і J. Схематичне зображення динистора приведене на рис. 6.1 б.

Схему заміщення динистора можна представити у вигляді двох тріодних структур, сполучених між собою. Ділення динистора на транзистори, що становлять, і схема заміщення приведені на рис. 6.2. При такому з'єднанні колекторний струм першого транзистора є струмом бази другого, а колекторний струм другого транзистора є струмом бази першого. Завдяки цьому внутрішньому з'єднанню усередині приладу є позитивний зворотний зв'язок.

Рис. 6.1. - Структура динистора (а) і його схематичне зображення (б)

Якщо на анод подана позитивна напруга по відношенню до катода, то переходи J1 і J3 будуть зміщені в прямому напрямі, а перехід J2 - в зворотному, тому вся напруга джерела Е буде прикладена до переходу J2. Приймемо, що коефіцієнти передачі по струму емітера транзисторів Т1 і Т2 мають значення ₁ і ₂ відповідно. Користуючись схемою заміщення, приведеною на рис. 6.2 б, знайдемо струм через

тиристор, рівний сумі струмів колекторів обох транзисторів і струму витоку I_к0

Струм в зовнішньому колі рівний І_е1=І_е2=І, тому після підстановки І в (6.1) знайдемо

звідки набудемо значення зовнішнього струму

Для збільшення коефіцієнтів передачі струму є два способи. За першим способом можна збільшувати напругу на динисторі. Із зростанням напруги при U=U_вкл один з транзисторів переходитиме в режим насичення. Колекторний струм цього транзистора, протікаючи в ланцюзі бази другого транзистора, відкриє його, а останній, у свою чергу, збільшить струм бази першого. В результаті колекторні струми транзисторів лавино подібно наростатимуть, поки обидва транзистори не перейдуть в режим насичення.

Рис. 6.2. - Ділення динистора на дві структури (а) і схема заміщення (б)

Рис. 6.2. – Вольт-амперна характеристика динистора (а) і схема його включення (б)

Після включення транзисторів динистор замкнеться і струм I обмежуватиметься тільки опором зовнішньому колі. Падіння напруги на відкритому приладі менше 2 В, що приблизно рівне падінню напруги на звичайному діоді. Вольт-амперна

характеристика динистора приведена на рис. 6.3 а, а схема імпульсного включення зображена на рис. 6.3 б.

Вимкнути динистор можна, знизивши струм в нім до значення I_вимк або помінявши полярність напруги на аноді. Різні способи виключення динистора приведені на рис. 6.4. У першій схемі уривається струм в колі динистора. У другій схемі напруга на динисторі робиться рівною нулю. У третій схемі струм динистора знижується до I_вимк включенням додаткового резистора R_д. У четвертій схемі при замиканні ключа Д_о на анод динистора подається напруга протилежної полярності за допомогою конденсатора 3.

Рис. 6.4. - Схеми виключення динистора: розмиканням кола (а), шунтуванням

приладу (б), зниженням струму анода (в), подачею зворотної напруги (г)

Рис. 6.5. - Структура тиристора з катодним управлінням (а) і його умовне схематичне позначення (б), структура тиристора з анодним управлінням (в) і його умовне схематичне позначення (г)

Тиристор. Другий спосіб включення чотиришарової структури реалізований в тиристорі. Для цього в нім є вивід від однієї з баз еквівалентних транзисторів Т1 або Т2. Якщо подати в одну з цих баз струм управління, то коефіцієнт передачі відповідного транзистора збільшиться і відбудеться включення тиристора.

Залежно від розташування електроду (УЭ), що управляє, тиристори діляться на тиристори з катодним управлінням і тиристори з анодним управлінням. Розташування цих електродів, що управляють, і схематичні позначення тиристорів приведені на рис. 6.5. Вольт-амперна характеристика тиристора приведена на рис. 6.6. Вона відрізняється від характеристики динистора тим, що напруга включення регулюється зміною струму в колі електроду, що управляє. При збільшенні струму управління знижується напруга включення. Таким чином, тиристор еквівалентний

динистору з керованою напругою включення.

Після включення електрод, що управляє, втрачає властивості, що управляють, і, отже, з його допомогою вимкнути тиристор не можна. Основні схеми виключення тиристора такі ж, як і для динистора.

Як динистори, так і тиристори схильні до мимовільного включення при швидкій зміні напруги на аноді. Це явище отримала назву «Ефекту d_U/d_t». Воно пов'язане із зарядом ємкості переходу Сj2 при швидкій зміні напруги на аноді тиристора (або динистора): ic2 = C_2dU/d_t. Навіть при невеликій напрузі на аноді тиристор може включитися при великій швидкості його зміни.

З початку розробок і виробництва тиристорів склалися дві системи умовних позначень тиристорів діодних (динисторов) і тиристорів тріодних.

Згідно ГОСТ 10862-72 умовні позначення імпульсних тиристорів, середній струм яких не перевищує 20А, містить 4 елементи: перший - буква або цифра, відповідна матеріалу, з якого виготовлений прилад (наприклад, Г або 1 - германій або його з'єднання; До або 2 - кремній або його з'єднання; А або 3 - з'єднання галію); другий - буква, вказуюча на вигляд приладу (Н - тиристор діодний; У - тиристор тріодний); третій - число, вказуюче призначення і якісні властивості приладів (малій потужності - від 101 до 199, середній потужності - від 201 до 299); четвертий - букви, вказуючі на певні поєднання основних параметрів (наприклад: КУ201А — кремнієвий тріодний тиристор середньої потужності (0,ЗА<=/ср<=10А) з поєднанням параметрів А).

Рис. 6.6. - Вольт-амперні характеристики тиристора

На силові тиристори на середній струм 10 А і більш, згідно ГОСТ 20859-79, умовні позначення містять наступні чотири елементи: перший - тип тиристора (Т - що не замикається, ТЛ - лавинний і т. д.); другий - буква, що визначає підвид приладу (4 - високочастотний; Би - швидкодіючий; І - імпульсний); третій - визначає конструкцію приладу (безкорпусна, пігулка і т. д.); четвертий - цифри, вказуючі максимально допустимий середній струм у відкритому стані.

Тиристори кожного типу всіх видів і підвидів підрозділяються на класи по значеннях імпульсної напруги в закритому стані, що повторюється, і імпульсної зворотної напруги, що повторюється, у відкритому стані. Крім того, тиристори підрозділяються на групи по d_u/d_t. Наприклад: ТЛ-320-10-6 - тиристор лавинний, першій модифікації, розмір шестигранника «під ключ» 41 мм, конструктивне виконавство - штирьове з гнучким виводом, середній струм у відкритому стані 320А, напруга 1000В (10 клас), що повторюється, критична швидкість наростання напруги в закритому стані 500В/мкс.

До основних параметрів динисторів і тиристорів відносяться:

• допустима зворотна напруга U_обр;

• напруга у відкритому стані U_пр при заданому прямому струмі;

• допустимий прямий струм I_пр;

• часи включення t_вкл і виключення t_вимк.

При включенні тиристора струмом управління після подачі імпульсу струму I_уг в електрод, що управляє, проходить якийсь час, необхідне для включення тиристора. Криві миттєвих значень струмів і напруги в тиристорі при його включенні на резисторі навантаження приведені на рис. 6.7.

Рис. 6.7. - Перехідні процеси при включенні тиристора

Процес наростання струму в тиристорі починається через деякий час затримки t_зд, яке залежить від амплітуди імпульсу струму управління I_уп. При чималому струмі управління час затримки знижується до доль мікросекунди (від 0,1 до 1 ...2мкс).

Потім відбувається наростання струму через прилад, яке зазвичай називають часом лавинного наростання. Цей час істотно залежить від початкової прямої напруги U_пр на тиристорі і прямого струму I_пр через включений тиристор. Включення тиристора зазвичай здійснюється імпульсом струму управління. Для надійного включення тиристора необхідно, щоб параметри імпульсу, струму управління: його амплітуда I_уп тривалість t_иу, швидкість наростання dIy/dt відповідали певним вимогам, які забезпечують включення тиристора в заданих умовах. Тривалість імпульсу струму управління повинна бути такій, щоб до моменту його закінчення анодний струм тиристора був більше струму утримання I_ауд.

Якщо тиристор вимикається додатком зворотної напруги U_oбp, то процес виключення можна розділити на дві стадії; час відновлення зворотного опору t_об.в і

час виключення t_викл. Після закінчення часу відновлення t_обв струм в тиристорі досягає нульового значення, проте він не витримує додатку прямої напруги. Тільки

через час t_викл до тиристора можна повторно прикладати пряму напругу U_пр0.

Втрати в тиристорі складаються з втрат при протіканні прямого струму, втрат при протіканні зворотного струму, комутаційних втрат, і втрат в колі управління. Втрати при протіканні прямого і зворотного струмів розраховуються так само, як в діодах. Комутаційні втрати і втрати в колі управління залежать від способу, включення і виключення тиристора.

Симістор - це симетричний тиристор, який призначений для комутації в колах змінного струму. Він може використовуватися для створення реверсивних випрямлячів або регуляторів змінного струму. Структура симетричного тиристора приведена на рис. 6.8 а, а його схематичне позначення на рис. 6.8 б.

Напівпровідникова структура симистора містить п'ять шарів напівпровідників з різним типом провідності і має складнішу конфігурацію в порівнянні з тиристором.

Вольт-амперна характеристика симистора приведена на рис. 6.9.

Рис.6.8. - Структура симетричного тиристора(а) і його

схематичне зображення (б)

Рис. 6.9. - Вольт-амперна характеристика симистора

Як випливає з вольт-амперної характеристики симистора, прилад включається, в будь-якому, напрямі при подачі на електрод УЕ позитивного імпульсу управління, що управляє. Вимоги до імпульсу управління такі ж, як і для тиристора. Основні характеристики симистора і система його позначень такі ж, як і для тиристора. Симистор можна замінити двома стрічно паралельно включеними тиристорами із загальним електродом управління. Так, наприклад, симистор КУ208Г може комутувати змінний струм 10 А при напрузі до 400 В. Відштовхуючий струм в ланцюзі управління не перевищує 0,2 А, а час включення - не більше 10 мкс.

Фототиристори і фотосимистори - це тиристори і симистори з фотоелектронним управлінням, в яких електрод, що управляє, замінений інфрачервоним світлодіодом і фотоприймачем з схемою управління. Основною

гідністю таких приладів є гальванічна розв'язка кола управління від силового кола. Як приклад розглянемо пристрій фотосимистора, що випускається фірмою «Сименс» під назвою СІТАК. Структурна схема приладу СІТАКприведена на рис. 6.10 а, а його умовне схематичне зображення - на рис. 6.10 б.

Такий прилад споживає по входу управління світлодіодом струм близько 1,5 мА і комутує у вихідному колі змінний струм 0,3 А при напрузі до 600 В. Такі прилади знаходять широке застосування як ключі змінного струму з ізольованим управлінням. Вони також можуть використовуватися при управлінні могутнішими тиристорами або симисторами, забезпечуючи при цьому гальванічну розв'язку кіл управління. Мале споживання кола управління дозволяє включати СІТАК до виходу мікропроцесорів і МІКРО-ЭВМ. Як приклад на рис. 6.11 приведено підключення приладу СІТАК до мікропроцесора для регулювання струму в навантаженні, підключеному до мережі змінної напруги 220 В при максимальній потужності до 66 Вт.

Біполярні транзистори з ізольованим затвором (БТІЗ) виконані як поєднання вхідного уніполярного (польового) транзистора з ізольованим затвором (ПТІЗ) і вихідного біполярного n-р-n-транзистора (БТ). Є багато різних способів створення таких приладів, проте найбільшого поширення набули прилади IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), в яких вдало поєднуються особливості польових транзисторів з вертикальним каналом і додаткового біполярного транзистора.

Рис. 6.10. - Структура фотосимистора СІТАК (а) і його схематичне зображення (б)

Рис. 6.11. - Підключення фотосимистора СІТАК до мікропроцесора

При виготовленні польових транзисторів з ізольованим затвором, що мають вертикальний канал, утворюється паразитний біполярний транзистор, який не знаходив практичного застосування. Схематичне зображення такого транзистора приведене на рис. 6.12 а. На цій схемі VT - польовий транзистор з ізольованим затвором, T1 - паразитний біполярний транзистор, R - послідовний опір каналу польового транзистора, R2 - опір, що шунтує перехід база-емітер біполярного транзистора T1. Завдяки опору R2 біполярний транзистор замкнутий і не робить істотного впливу на роботу польового транзистора VT. Вихідні вольт-амперні характеристики ПТІЗ, приведені на рис. 6.12 б, характеризуються крутизною S і опором каналу R1.

Структура транзистора IGBT аналогічна структурі ПТІЗ, але доповнена ще одним, р-n-переходом, завдяки якому в схемі заміщення (рис. 6.12 е) з'являється ще один p-n-р-транзистор T2.

Структура, що утворилася, з двох транзисторів T1 і T2 має глибокий

внутрішній позитивний зворотний зв'язок, оскільки струм колектора транзистора T2 впливає на струм бази транзистора T1, а струм колектора транзистора T1 визначає, струм бази транзистора Т2.

Оскільки струм стоку I_с ПТІЗ можна визначити через крутизну S і напруга U_з, на затворі I_C=S_Uз визначимо струм IGBT транзистора

де - еквівалентна крутизна біполярного транзистора з

ізольованим затвором.

Очевидно, що при еквівалентна крутизна значно перевищує крутизну ПТІЗ. Регулювати значення ₁ і ₂ можна зміною опорів R1 і R2 при виготовленні транзистора. На рис. 6.12 г приведені вольт-амперні характеристики IGBT транзистора, які показують значне збільшення крутизни в порівнянні з ПТІЗ. Так, наприклад, для транзистора BUP 402 набуте значення крутизни 15 А/В.

Іншою гідністю IGBT транзисторів є значне зниження послідовного опору і, отже, зниження падіння напруги на замкнутому ключі. Останнє пояснюється тим, що послідовний опір каналу R2 шунтується двома насиченими транзисторами T1 і T2, включеними послідовно.

Рис. 6.12. - Схема заміщення ПТІЗ з вертикальним каналом (а) і його вольтамперні характеристики (б), схема заміщення транзистора типу IGBT (в) і його

вольт-амперні характеристики (г)

Рис. 6.13. - Умовне схемне зображення транзистора БТІЗ (а) і його область безпечної роботи (б)

Умовне схематичне зображення БТІЗ приведене на рис. 6.13. Це позначення підкреслює його гібридність тим, що ізольований затвор зображається як в ПТІЗ, а електроди колектора і емітера зображаються як у біполярного транзистора.

Область безпечної роботи БТІЗ подібна ПТІЗ, тобто в ній відсутня ділянка вторинного пробою, характерна для біполярних транзисторів. На рис. 6.13 би приведена область надійної (безвідмовною) роботи (ОБР) транзистора типу IGBT з максимальною робочою напругою 1200 В при тривалості імпульсу 10 мкс. Оскільки в основу транзисторів типу IGBT покладені ПТІЗ з індукованим каналом, та напруга, що подається на затвор, повинна бути більше порогової напруги, яка має значення

5...6 В.

Швидкодія БТІЗ декілька нижче за швидкодію польових транзисторів, але значно вище за швидкодію біполярних транзисторів. Дослідження показали, що для більшості транзисторів типу IGBT часи включення і виключення не перевищують

0,5... 1,0 мкс.

Статичний індукційний транзистор (СІТ) є польовий транзистор з p-nпереходом, що управляє, який може працювати як при зворотному зсуві затвора (режим польового транзистора), так і при прямому зсуві затвора (режим біполярного транзистора). В результаті змішаного управління відкритий транзистор управляється струмом затвора, який в цьому випадку працює як база біполярного транзистора, а при замиканні транзистора на затвор подається зворотна замикаюча напруга. На відміну від біполярного транзистора зворотна напруга, що подається на затвор транзистора, може досягати 30 В, що значно прискорює процес розсмоктування неосновних носіїв, які з'являються в каналі при прямому зсуві затвора.

В даний час є два різновиди СІТ транзисторів. Перший різновид транзисторів, званих просто СІТ, є нормально відкритий прилад з p-n-переходом, що управляє. У такому приладі при нульовій напрузі на затворі коло стік-витік знаходиться в провідному стані. Переклад транзистора в непровідний стан здійснюється за допомогою замикаючої напруги U_зм негативної полярності, що прикладається між затвором і витоком. Істотною особливістю такого СІТ транзистора є можливість значного зниження опору каналу R_m в провідному стані пропусканням струму затвора при його прямому зсуві.

СІТ транзистор, як і ПТІЗ, має велику ємкість затвора, перезаряд якої вимагає значних струмів управління. Гідністю СІТ в порівнянні з біполярними транзисторами є підвищена швидкодія. Час включення практично не залежить від режиму роботи і складає 20... 25 не при затримці не більше 50 нс. Час виключення залежить від співвідношення струмів стоку і затвора.

Таблиця 6.1

Для зниження втрат у відкритому стані СІТ вводять в насичений стан подачею струму затвора. Тому на етапі виключення, так само як і в біполярному транзисторі, відбувається процес розсмоктування неосновних носіїв заряду, накопичених у відкритому стані. Це приводить до затримки виключення і може лежати в межах від 20 нс до 5мкс.

Специфічною особливістю СІТ транзистора, що утрудняє його застосування як ключ, є його нормально відкритий стан за відсутності сигналу, що управляє. Для його замикання необхідно подати на затвор негативну напругу зсуву, який повинен бути більше напруги відсічення.

Цього недоліку позбавлені БСІТ транзистори, в яких напруга відсічення технологчними прийомами зведена до нуля. Завдяки цьому БСІТ транзистори за відсутності напруги на затворі замкнуті, так само як і біполярні транзистори, що і відображене в назві транзистора - біполярні СІТ транзистори.

Оскільки СІТ і БСІТ транзистори відносяться до розряду польових транзисторів з р-n-переходом, що управляє, їх схематичне зображення і умовні позначення такі ж. Таким чином, визначити СІТ транзистори можна тільки по номеру розробки, що вельми скрутно, якщо немає довідника. Порівняльні характеристики деяких типів СІТ і БСІТ транзисторів приведені в табл. 6.1.

Не дивлячись на високі характеристики СІТ і БСІТ транзисторів, вони поступаються ПТІЗ по швидкодії і потужності управління. Типові вольт-амперні характеристики СІТ транзистора приведені на рис. 6.14. До достоїнств СІТ

транзисторів слід віднести малий опір каналу у відкритому стані, який складає 0,1 ...0,025 Ом.

Рис. 6.14. - Вольт-амперні характеристики СІТ транзистора