Разновидности четырёхполюсников:

Симметричный четырёхполюсник — четырёхполюсник, у которого схема одинакова относительно его входных и выходных зажимов. Тогда для симметричного четырёхполюсника Z11 = Z22. Ещё: если при перемене местами источника и приемника энергии их токи не меняются, то такой четырёхполюсник называется симметричным.

Пассивный четырёхполюсник — это четырёхполюсник, который не содержит источников энергии, либо содержит скомпенсированные источники энергии.

Активный четырёхполюсник — это четырёхполюсник, который содержит нескомпенсированные источники энергии.

Обратимый четырёхполюсник — четырёхполюсник, у которого выполняется теорема обратимости, то есть передаточное сопротивление входных и выходных контуров не зависят от того, какая пара зажимов входная, а какая выходная: U1/I2=U2/I1

Также как и в двухполюснике, связь между этими переменными может быть определена через частотные характеристики четырехполюсника:

1. Входное сопротивление четырехполюсника

(1.11)

2. Входная проводимость четырехполюсника

(1.12)

3. Коэффициент передачи по напряжению

(1.13)

4. Коэффициент передачи по току

(1.14)

5. Передаточное сопротивление

(1.15)

6. Передаточная проводимость

(1.16)

Все указанные выше характеристики называют внешними характеристиками четырехполюсника.

Вопрос№14. Частотные характеристики резонансных цепей.

Явление резонанса относится к наиболее важным с практической точки зрения явлениям в электрических цепях. Оно заключается в том, что электрическая цепь, имеющая реактивные элементы обладает чисто резистивным сопротивлением.

Общее условие резонанса для любого двухполюсника можно сформулировать в виде или , где и комплексные сопротивление и проводимость двухполюсника. Следовательно, режим резонанса полностью определяется параметрами электрической цепи и не зависит от внешнего воздействия на нее со стороны источников электрической энергии.

Простейшими электрическими цепями, в которых может возникать резонанс, являются последовательное и параллельное соединения резистора, индуктивности и емкости. Соответственно схеме соединения, эти цепи называются последовательным и параллельным резонансным контуром. Наличие резистивного сопротивления в резонансном контуре по определению не является обязательным, и оно может отсутствовать в цепи как отдельный элемент (резистор). Однако при определенных условиях его следует учитывать.

Под частотными характеристиками цепи понимают зависимости от частоты тех величин, которые характеризуют ее свойства (рис. 2.24). В рассматриваемом случае такими величинами оказываются индуктивное, емкостное и реактивное сопротивления, напряжения на отдельных участках цепи, а также сдвиг фаз между током и приложенным напряжением. Зависимость тока и напряжений от частоты называют резонансными кривыми (рис. 2.25).

Рис. 2.24. Частотные характеристики

Рис. 2.25. Резонансные кривые

Характер кривых определяется их аналитическими выражениями:

X_L = ωL, X_C = 1/ωC, X = X_L – X_C = ωL – 1/ωC,

, , , .

Если учесть, что реальная катушка индуктивности обладает активным сопротивлением провода, а конденсатор - сопротивлением утечки, то при исследовании U_L = f₁(ω) и U_C = f₂(ω) оказывается, что максимум U_L наступает при частоте , а максимум U_C наступает при . Следовательно, расхождение частот ω_L и ω_C будет тем больше, чем больше затухание d.

Резонансная кривая тока показывает избирательные свойства последовательного контура. Он обладает наименьшим сопротивлением при частотах, близких к резонансной; при отклонении частоты в ту или другую сторону сопротивление контура растет.

Выражение тока в цепи можно привести к виду

,

которое показывает, что с возрастанием добротности кривая становится более острой; цепь более «избирательна» в своем поведении к резонансной частоте (рис. 2.26).

Рис. 2.26. Избирательность контура

Резонанс в параллельном контуре

Резонанс возникает при условии равенства нулю реактивной проводимости B = BL – BC = 0 или 1/ω0L = ω0C. Взаимная компенсация индуктивной и емкостной проводимостей возникает при условии , т.е. при том же условии, при котором имеет место резонанс в последовательном контуре (при резонансе напряжений). В режиме резонанса токов полная проводимость достигает своего минимального значения, равного G, а полное сопротивление цепи при этом, в отличие от резонанса напряжений, имеет максимальное значение. Поэтому ток в неразветвленной части цепи имеет минимальное значение. Соответствующая векторная диаграмма показана на рис. 2.27. Так как векторы IL и IC направлены противоположно друг другу и равны по величине, то на векторной диаграмме вектор тока I в неразветвленной части цепи равен по величине и направлению вектору IR = GU, изображающему ток в ветви с активным сопротивлением. Рис. 2.27. Векторная диаграмма при резонансе токов При этом может оказаться, что токи в индуктивности и емкости будут превосходить ток в неразветвленной части цепи. Такое положение может возникать, когда G < 1/ω0L = ω0C. Поскольку , то это условие приводит к следующему . Величину называют волновой проводимостью цепи. Отношение активной проводимости G к волновой называют затуханием цепи . Затухание также показывает во сколько раз ток в неразветвленной части цепи меньше (или больше) тока в ветви с емкостью или индуктивностью . Умножив числитель и знаменатель на напряжение U, получим . Величина, обратная затуханию цепи, называется добротностью Q. С энергетической точки зрения процессы при параллельном резонансе аналогичны процессам в цепи с последовательным резонансом. Энергия магнитного поля катушки в течение четверти периода тока переходит в энергию электрического поля конденсатора, и в последующую четверть периода возвращается обратно из конденсатора в катушку. Обмен энергиями между полями цепи и источником питания не происходит. Явление резонанса токов имеет важное значение в электроэнергетике. Так как основными потребителями электроэнергии являются двигатели, которые представляют собой активно-индуктивную нагрузку, то установка потребителей емкостной мощности вблизи приемников позволяет снизить токи, протекающие по ЛЭП, и тем самым уменьшить потери электроэнергии.

Вопрос№15. Амплитудная модуляция. Спектр АМ-сигнала.

В процессе амплитудной модуляции амплитуда U0 несущего колебания u0 (t) = U0 cos(ωt+φ) перестает быть постоянной и изменяется по закону передаваемого сообщения. Амплитуда U(t) несущего колебания может быть связана с передаваемым сообщением соотношением: U(t) = U0 + kA e(t),    (5.1) где U0 - амплитуда несущего колебания в отсутствии сообщения (немодулированное колебание); e(t) - функция, зависящая от времени, соответствующая передаваемому сообщению (ее называют модулирующим сигналом); kA - коэффициент пропорциональности, отражающий степень влияния модулирующего сигнала на величину изменения амплитуды результирующего сигнала (модулированного колебания). Выражение для амплитудно-модулированного сигнала в общем случае имеет вид: uАМ(t) = [U0 + kA e(t)] cos(ω0t+φ).    (5.2) Простейший для анализа случай амплитудно-модулированного колебания получается, если в качестве модулирующего сигнала используется гармоническое колебание (такой случай называется тональной модуляцией): e(t) = E cos(´Ωt+Θ),    (5.3) где Е - амплитуда, ´Ω - угловая частота; Θ - начальная фаза модулирующего сигнала. Для упрощения анализа будем полагать начальные фазы колебаний равными нулю, что не повлияет на общность выводов. Тогда для тональной амплитудной модуляции можно записать: uАМ(t) = [U0 + kA E cos´Ωt] cosω0t = U0 [1+ MA cos´Ωt] cosω0t,    (5.4) где МA = Е/U0 - коэффициент амплитудной модуляции (иногда говорят - глубина амплитудной модуляции). Для определения спектра амплитудно-модулированного колебания выполним несложные преобразования выражения (5.4): uАМ(t) =U0 cosω0t + U0 MA cos´Ωt cosω0t = U0 cosω0t + (U0 MA/2) cos(ω0 - ´Ω)t + (U0 MA/2) cos(ω0 + ´Ω)t.    (5.5) Из анализа выражения (5.5) следует, что при амплитудной модуляции гармоническим колебанием спектр амплитудно-модулированного сигнала содержит три гармонические составляющие. Гармоническая составляющая с частотой, равной ω0, представляет собой исходную немодулированную несущую с частотой ω0 и амплитудой U0. Гармонические составляющие с частотами, равными (ω0 - ´Ω) и (ω0 + ´Ω) представляют собой продукт амплитудной модуляции и называются, соответственно, нижней и верхней боковыми составляющими. Амплитуды боковых составляющих одинаковы, равны U0 MA/2 и расположены симметрично относительно несущей частоты ω0 на расстоянии, равном - ´Ω. Таким образом, ширина полосы частот Δω, занимаемая амплитудно-модулированным колебанием при модуляции гармоническим сигналом с частотой ´Ω, равна Δω =2´Ω.

Графики несущего колебания u0(t), модулирующего сигнала е(t) и амплитудно-модулированного сигнала uАМ(t) приведены на рисунке 5.1. Рис. 5.1  Тональная амплитудная модуляция: а) несущее колебание и его спектр (б); в) модулирующий сигнал и его спектр (г); д) амплитудно-модулированное колебание и его спектр (е) При отсутствии модуляции (МA = 0) амплитуды боковых составляющих равны нулю и спектр амплитудно-модулированного сигнала состоит только из несущего колебания с частотой ω0. При коэффициенте амплитудной модуляции МA < 1 амплитуда результирующего колебания изменяется от максимального значения UMAX = U0(1 + MA) до минимального UMIN = U0(1 - MA). Таким образом, коэффициент МA амплитудной модуляции может быть определен как МA = (UMAX - UMIN)/(UMAX + UMIN).    (5.6) При коэффициенте амплитудной модуляции МA >1 возникают искажения, называемые перемодуляцией (рисунок 5.2). Такие искажения могут приводить к потере информации и их стараются не допускать. Рис. 5.2 Тональная амплитудная модуляция при коэффициенте МA > 1: а) модулирующий сигнал; б) амплитудно-модулированное колебание и его спектр (в) Подобный подход можно применить и к анализу амплитудно-модулированных колебаний сложной формы. В этом случае периодический модулирующий сигнал может быть представлен набором гармонических составляющих, частота которых кратна периоду исходного сигнала. Каждая из гармоник модулирующего сигнала сформирует в спектре амплитудно-модулированного колебания две боковые составляющие, симметрично отстоящие от несущей на величину, равную частоте соответствующей гармоники. Для примера, если спектр модулирующего сигнала имеет вид, представленный на рисунке 5.3,а, то спектр амплитудно-модулированного колебания может быть представлен диаграммой, приведенной на рисунке 5.3,б. Рис. 5.3 Спектры сигналов: а) модулирующего сигнала; б) амплитудно-модулированного колебания В общем случае, ширина ПАМ спектра амплитудно-модулированного колебания равна ПАМ = 2 ´ΩВ,    (5.7) где ´ΩВ верхняя (наибольшая) частота в спектре модулирующего сигнала.

Вопрос№16. Угловая модуляция. Спектр ЧМ-сигнала.

Частотная модуляция. При частотной модуляции несущая частота w(t) связана с модулирующим сигналом e(t) зависимостью:

w(t) = w₀ + k_ч e(t) (5.1)

здесь k_ч - размерный коэффициент пропорциональности между частотой и напряжением, рад.

Рассмотрим однотональную частотную модуляцию, когда модулирующим сигналом является гармоническое колебание e(t) = E₀cosWt, у которого для упрощения начальная фаза q₀ = 0. Пусть также начальная фаза несущего колебания j₀ = 0. При необходимости начальные фазы q₀ и j₀ легко могут быть введены в окончательные соотношения. Полную фазу ЧМ – сигнала в любой момент времени t определим путем интегрирования частоты, выраженной через формулу (5.1):

, (5.2)

где w_дч = - максимальное отклонение частоты от значения w₀, или девиация частоты при частотной модуляции.

Отношение m_ч = w_дч/W = k_ч E₀/W, (5.3)

являющееся девиацией фазы несущего колебания, называют индексом частотной модуляции.

С учетом (5.2) и (5.3) ЧМ – сигнал запишется в следующем виде:

. (5.4)

На рис. 5.1 представлены временные диаграммы соответственно несущего колебания u_н(t) и модулирующего сигнала e(t) с начальными фазами j₀ = q₀ = 90^o , и полученный в результате процесса частотной модуляции ЧМ – сигнал u_чм(t) . Нетрудно заметить, что по формуле ЧМ-сигнал напоминает сжатые и растянутые меха русской гармошки.

Фазовая модуляция. В ФМ – сигнале полная фаза несущего колебания изменяется пропорционально модулирующему напряжению

y (t) = w₀t + k_фe(t), (5.5)

где k_ф - размерный коэффициент пропорциональности, рад/В.

 

 

Рис. 5.1 Частотная однотональная модуляция:

а – несущее колебание; б – модулирующий сигнал; в – ЧМ – сигнал

При однотональной модуляции фаза несущего колебания:

y (t) = w₀t + k_фE₀cosWt, (5.6)

Из (5.6) следует, что, как и в случае частотной модуляции, полная фаза несущего колебания изменяется по гармоническому закону. Максимальное отклонение фазы несущего колебания от начальной фазы характеризует индекс фазовой модуляции

m_ф = k_фE₀. (5.7)

Подставляя формулы (5.5) и (5.6) в (4.1), запишем ФМ - сигнал

 

. (5.8)

Дифференцирование формулы (5.6) дает частоту ФМ – сигнала

 

w(t) = w₀ - m_ф W sinWt = w₀ - w_дфsinWt, (5.9)

 

где w_дф = m_фW = k_фE₀W - максимальное отклонение частоты от значения несущей w₀, т. е. девиация частоты при фазовой модуляции.

Выражения (5.4), (5.8) показывают, что при однотональной угловой модуляции нельзя определить, является ли сигнал частотно или фазо-модулированным. Различия между этими видами однотональной модуляции проявляется только при изменении амплитуды Е₀или частоты W моду-лирующего сигнала e(t).

В случае частотной модуляции девиации частоты w_дч пропорциональна амплитуде Е₀ и не зависит от частоты W модулирующего сигнала e(t) = E₀cosWt. Индекс же модуляции m_ч прямо пропорционален амплитуде Е₀ и обратно пропорционален частоте W модулирующего сигнала. При фазовой модуляции девиации частоты w_дф изменяется пропорционально амплитуде Е₀ и частоте модулирующего сигнала. Индекс модуляции m_ф пропорционален амплитуде Е₀ и нее зависит от частоты W модулирующего сигнала.

Спектр ЧМ – сигнала при однотональной модуляции.Используя тригонометрические преобразования, запишем соотношение (5.4) следующим образом:

=

= U_нcos(msinWt)cosw₀t - U_нsin(msinWt)sinw₀t. (5.10)

Проанализируем выражение (5.10) отдельно для малых (m<< 1) и больших ( m>1 ) индексов модуляции.

Спектр ЧМ – сигнала при m<< 1. В этом случае имеют место приближенные равенства

cos(msinWt) » 1; sin(msinWt) » msinWt. (5.11)

Подставив (5.11) в (5.10), получим

u_ЧМ(t) = U_нcosw₀t - U_нmsinW sinw₀t =

+ U_нcosw₀t + (mU_н/2)cos(w₀ + W)t - (mU_н/2) cos(w₀ - W)t. (5.12)

 

Рис.5.2. Диаграммы ЧМ – сигнала при m << 1:

а – спектральная; б - векторная

Сравнение соотношений (5.12 ) и (4.6) показывает, что спектр ЧМ – сигнала аналогичен спектру АМП – сигнала и также состоит из несущего колебания и двух боковых составляющих с частотами (w₀ + W) и (w₀ - W). Индекс модуляции m играет здесь ту же роль, что и коэффициент амплитудной модуляции М. Единственное и принципиальное отличие - знак минус перед нижней боковой составляющей в формуле для ЧМ – сигнала, который характеризирует поворот ее фазы на 180⁰ , что аналитически приводит к превращению АМП – сигнала в ЧМ – сигнал.

На рис.5.2,а представлена спектральная диаграмма для ЧМ – сигнала при индексе модуляции m << 1. Отметим, что ширина спектра в данном случае равна 2W, как и при амплитудной модуляции.

На векторной диаграмме рис.5.2, б показано, как изменение фазы нижней боковой составляющей на 180⁰ (вектор АД) влияет на вектор результирующего колебания ОВ. Направление вектора АД нижней боковой составляющей при АМ – сигнале обозначено штриховой линией. Изменение направления этого вектора на 180⁰ не влияет на вектор модуляции АВ, который всегда перпендикулярен вектору несущей ОА. Вектор результирующего колебания ОВ изменяется как по фазе, так и по амплитуде, т.е. с течением времени «качается» вокруг центрального положения. Однако при m<< 1 изменения амплитуды настолько малы, что ими можно пренебречь и модуляцию рассматривать как чисто фазовую.

Теоретический спектр ЧМ – сигнала (аналогично и ФМ – сигнала) бесконечен по полосе частот, однако в реальных случаях он ограничен. Дело в том, что начиная с номера порядка n > m+1 , значения функций Бесселя становится весьма малыми. Поэтому считается, что практическая ширина спектра радиосигналов с угловой модуляцией

Dw_ум = 2(m +1)W.

Рис. 5.3. Спектр ЧМ – сигнала.

ЧМ – и ФМ – сигналы, применяемые на практике, имеют индекс модуляции m >>1, поэтому

Dw_ум = 2mW = 2w_д.

Таким образом, полоса частот, занимаемая сигналами с однотональной частоты модуляцией, равна удвоенной величине девиации частоты и не зависит от частоты модуляции. Спектр сигналов с угловой модуляцией при негармоническом модулирующем сигнале определить достаточно трудно. Но он всегда сложнее, чем спектр АМ – сигнала при том же модулирующем сигнале. Ширина его спектра также значительно больше, чем при амплитудной модуляции.

Примерная структура спектра ЧМ– сигнала при индексе модуляции m =3 показана на рис. 5.3.

Следует отметить, что радиосигналы с частотой и фазовой модуляцией имеют ряд важных преимуществ перед амплитудно-модулированными колебаниями.

1.Поскольку при угловой модуляции амплитуда модулированных колебании не несет в себе никакой информации и не требуется ее постоянства (в отличие от амплитуды модуляции), то практически любые вредные нелинейные изменения амплитуды радиосигнала в процессе осуществления связи не приводят к искажению передаваемого сообщения.

2.Постоянство амплитуды радиосигнала при угловой модуляции позволяет полностью использовать энергетические возможности генератора несущей частоты, который работает в этом случае при неизменной колебательной мощности.

Вопрос№17. Дискретная модуляция. Технологии DSL.

Дискретные способы модуляции основаны на дискретизации непрерывных процессов как по амплитуде, так и по времени (Рисунок 19). Рассмотрим принципы дискретной модуляции на примере импулъсно-кодовой модуляции, ИКМ (PulseAmplitudeModulation, РАМ), которая широко применяется в цифровой телефонии.

Рисунок 19. Дискретная модуляция непрерывного процесса

 

Амплитуда исходной непрерывной функции измеряется с заданным периодом - за счет этого происходит дискретизация по времени. Затем каждый замер представляется в виде двоичного числа определенной разрядности, что означает дискретизацию по значениям функции - непрерывное множество возможных значений амплитуды заменяется дискретным множеством ее значений. Устройство, которое выполняет подобную функцию, называется аналого-цифровым преобразователем (АЦП). После этого замеры передаются по каналам связи в виде последовательности единиц и нулей. При этом применяются те же методы кодирования, что и в случае передачи изначально дискретной информации, то есть, например, методы, основанные на коде B8ZS или 2В 1Q.

На приемной стороне линии коды преобразуются в исходную последовательность бит, а специальная аппаратура, называемая цифро-аналоговым преобразователем (ЦАП), производит демодуляцию оцифрованных амплитуд непрерывного сигнала, восстанавливая исходную непрерывную функцию времени.

Дискретная модуляции основана на теории отображения Найквиста - Котельникова. В соответствии с этой теорией, аналоговая непрерывная функция, переданная в виде последовательности ее дискретных по времени значений, может быть точно восстановлена, если частота дискретизации была в два или более раз выше, чем частота самой высокой гармоники спектра исходной функции.

Если это условие не соблюдается, то восстановленная функция будет существенно отличаться от исходной.

Преимуществом цифровых методов записи, воспроизведения и передачи аналоговой информации является возможность контроля достоверности считанных с носителя или полученных по линии связи данных. Для этого можно применять те же методы, которые применяются для компьютерных данных (и рассматриваются более подробно далее), - вычисление контрольной суммы, повторная передача искаженных кадров, применение самокорректирующихся кодов.

Для качественной передачи голоса в методе ИКМ используется частота квантования амплитуды звуковых колебаний в 8000 Гц. Это связано с тем, что в аналоговой телефонии для передачи голоса был выбран диапазон от 300 до 3400 Гц, который достаточно качественно передает все основные гармоники собеседников. В соответствии с теоремой Найквиста - Котельникова для качественной передачи голоса достаточно выбрать частоту дискретизации, в два раза превышающую самую высокую гармонику непрерывного сигнала, то есть 2 * 3400 = 6800 Гц. Выбранная в действительности частота дискретизации 8000 Гц обеспечивает некоторый запас качества. В методе ИКМ обычно используется 7 или 8 бит кода для представления амплитуды одного замера. Соответственно это дает 127 или 256 градаций звукового сигнала, что оказывается вполне достаточным для качественной передачи голоса.

При использовании метода ИКМ для передачи одного голосового канала необходима пропускная способность 56 или 64 Кбит/с в зависимости от того, каким количеством бит представляется каждый замер. Если для этих целей используется 7 бит, то при частоте передачи замеров в 8000 Гц получаем:

8000 * 7 = 56000 бит/с или 56 Кбит/с;

а для случая 8-ми бит:

8000 * 8 = 64000 бит/с или 64 Кбит/с.

Стандартным является цифровой канал 64 Кбит/с, который также называется элементарным каналом цифровых телефонных сетей.

Передача непрерывного сигнала в дискретном виде требует от сетей жесткого соблюдения временного интервала в 125 мкс (соответствующего частоте дискретизации 8000 Гц) между соседними замерами, то есть требует синхронной передачи данных между узлами сети. При несоблюдении синхронности прибывающих замеров исходный сигнал восстанавливается неверно, что приводит к искажению голоса, изображения или другой мультимедийной информации, передаваемой по цифровым сетям. Так, искажение синхронизации в 10 мс может привести к эффекту «эха», а сдвиги между замерами в 200 мс приводят к потере распознаваемости произносимых слов. В то же время потеря одного замера при соблюдении синхронности между остальными замерами практически не сказывается на воспроизводимом звуке. Это происходит за счет сглаживающих устройств в цифро-аналоговых преобразователях, которые основаны на свойстве инерционности любого физического сигнала - амплитуда звуковых колебаний не может мгновенно измениться на большую величину.

На качество сигнала после ЦАП влияет не только синхронность поступления на его вход замеров, но и погрешность дискретизации амплитуд этих замеров. В теореме Найквиста - Котельникова предполагается, что амплитуды функции измеряются точно, в то же время использование для их хранения двоичных чисел с ограниченной разрядностью несколько искажает эти амплитуды. Соответственно искажается восстановленный непрерывный сигнал, что называется шумом дискретизации (по амплитуде).

Вопрос№18. Дискретно-разностные представления сигнала. Дельта-модуляция.

Дельта-модуляция (ДМ) – особый вид импульсной модуляции, при которой так же, как и при ИКМ, аналоговый сигнал  представляется в виде дискретных отсчетов времени, квантованных по амплитуде. ДМ основана на существовании зависимости между отсчетами в речевом сигнале. При ДМ используется только один разряд для квантования разности соседних отсчетов. В этот разряд записывается полярность разности [5, 18, 20, 21, 32]. Важным элементом схемы (рис.6.10) при ДМ является компаратор, который разность  входного сигнала  и предсказанного , имеющего ступенчатый вид, квантует на два уровня. На выходе компаратора появляется значение  если входной сигнал больше предсказанного (разность положительна); и  если он меньше предсказанного сигнала (разность отрицательна).

Закон возрастания (уменьшения) величины шага  для предсказания  выбирается исходя из статистических характеристик передаваемых сообщений. В частности, величина  может возрастать по линейному закону, по закону геометрической прогрессии, по экспоненциальному закону и другим законам, обеспечивающим требуемую точность передачи информации. При использовании постоянного шага (рис.6.11,б), необходимо иметь высокую тактовую частоту с целью предотвращения перегрузок по крутизне. Наиболее широко применяются методы адаптивной ДМ, один из которых иллюстрируется на рис. 6.11,в. При таком методе шаг предсказания  меняется автоматически в соответствии с законом изменения крутизны (производной) сигнала . На рис. 6.11,в показано, что участку сигнала с большой крутизной соответствуют большие шаги квантования, что позволяет устранить искажения.

При создании цифровых систем связи применение ДМ является перспективным благодаря следующим особенностям:

устройства кодирования и декодирования ДМ сигналов характеризуются более простыми, чем при ИКМ, схемными решениями, что важно с точки зрения их надежности и стоимости;

ДМ сигналы по сравнению с ИКМ имеют большую устойчивость к сбою символов в каналах связи, поскольку «вес» каждого символа ограничен лишь значениями . Вследствие этого пороговые свойства систем связи с ДМ несколько лучше, чем при ИКМ;

в системах связи с ДМ предъявляются менее жесткие требования к работе системы синхронизации.

Вопрос№19. Специальные виды модуляции: ШИМ, ФИМ.

Одним из простых, но широко распространённых методов формирования ШИМ и ФИМ является получение их из АИМ. Этот процесс поясняется временными диаграммами рис. 18.2. В качестве несущей для АИМ используется периодическая последовательность треугольных импульсов (рис. 18.2, б). Если выходной АИМ сигнал (рис. 18.2, в) пропустить через ограничитель по максимуму с низким порогом ограничения, то на выходе ограничителя получим трапецеидальные импульсы ШИМ (рис. 18.2, г). Крутизна фронтов импульсов зависит от порога ограничения. Если далее из полученного ШИМ сигнала, как и в примере косвенного получения ЧИМ, дифференцированием и ограничением выделить передние фронты, то получим сигнал с ФИМ (рис. 4Д), сдвиг импульсов которого относительно центров треугольных импульсов (рис. 18.2, б) пропорционален модулирующему сигналу.

Рисунок 18.2 – Временные диаграммы, поясняющие преобразование АИМ сигнала в ШИМ и ФИМ:

а) модулирующий сигнал;

б) импульсная несущая;

в) АИМ сигнал;

г) ШИМ сигнал;

д) ФИМ сигнал.

Вопрос№20. Цифровые виды модуляции. ИКМ.

Наиболее широкое распространение в настоящее время получили многоканальные системы с импульсно-кодовой модуляцией (ИКМ), обеспечивающие организацию по одной линии связи большого числа одновременно и независимо действующих каналов. Цифровые системы передачи обладают рядом преимуществ по сравнении с аналоговыми системами передачи, которые передают сообщение в виде непрерывных функций времени. Системы передачи с частотным разделением каналов (ЧРК) характеризуются применением аналоговых методов модуляции, при которых модулирующий параметр может принимать любые значения в некоторых допустимых пределах. Помехоустойчивость в таких системах сравнительно невелика. Помехи вызывают паразитную модуляцию основных параметров сигналов-переносчиков и после модуляции попадают на выход канала. Помехоустойчивые методы модуляции (ЧМ и ФМ) улучшают соотношение сигнал-помеха (S/N) на выходе канала. Однако, поскольку при аналоговых методах модуляции все значения модулируемых параметров являются разрешенными, при приеме невозможно отличить паразитную модуляцию от полезной, а следовательно, невозможно отделить полезный сигнал от помехи. Основные преимущества систем передачи с ИКМ заключаются в следующем: 1. Высокая помехоустойчивость за счет передачи сообщения двоичными сигналами. 2. Цифровые методы передачи позволяют значительно повысить помехоустойчивость и уменьшить накопление помех вдоль тракта передачи путем восстановления (регенерации) сигнала. 3. Удобство настройки и эксплуатации цифровых систем, меньшая чувствительность к искажениям, что обеспечивает более высокие технико-экономические показатели цифровых систем передачи по сравнению с аналого-выми (системы с разделением каналов по частоте). 4. Возможность использования сравнительно простых методов запоминания и хранения сообщений путем записи их в различного рода цифровых регистрах и запоминающих устройствах. 5. Принцип временного разделения каналов, применяемый в системах с ИКМ, используется в электронных автоматических телефонных станциях, что позволяет одновременное использование систем передачи и систем коммутации. Недостатком цифровых систем связи является расширение полосы частот, требуемой для передачи сообщений с помощью ИКМ. Но этот недостаток не является определяющим по сравнению с теми преимуществами, которыми обладают цифровые системы передачи. В основном многоканальные системы передачи применяются для передачи речевых сигналов, которые относятся к непрерывным. Речь представляет собой широкополосный процесс, частотный спектр которого простирается от 50-100 до 8000-10000 Гц. Установлено, однако, что качество речи получается вполне удовлетворительным при ограничении спектра частотами 300-3400 Гц. При указанной полосе частот слоговая разборчивость фраз составляет более 99 % , при этом сохраняется натуральность звучания. Для передачи непрерывного сообщения с помощью ИКМ необходимо выполнять следующие операции: 1. дискретизацию сообщений по времени; 2. квантование полученных импульсов по амплитуде; 3. кодирование квантованных сигналов.

Вопрос№21. Дифференциальная ИКМ, адаптивная ИКМ.

Дифференциальная ИКМ

Дифференциальная ИКМ основана на нелинейном отслеживании за передаваемым сигналом. В кодере можно выделить цепь обратной связи, где используется местный декодер. Из выходного цифрового сигнала формируется сигнал (оценка, копия), сравниваемый с исходным передаваемым сигналом (рис.1.2). Сигнал разности после дискретизации квантуется и по знаку, и по величине, после чего формируются двоичные символы или кодовые слова цифрового сигнала. В отличие от случая ИКМ при дифференциальной ИКМ квантованию подвергается не сам исходный сигнал, а разность между ним и результатом предсказания, формируемым на выходе предсказателя. Погрешность квантования этой разности, определяемая используемым в кодере квантователем, характеризует различие между исходным сигналом и его квантованной копией (аппроксимирующим сигналом) на выходе предсказателя.

речевой сигнал сжатие модуль

На приемной стороне из принятого цифрового сигнала аналогичным образом формируется квантованный аппроксимирующий сигнал, который после низкочастотной фильтрации и усиления поступает на выход телефонного канала.

Структурная схема кодека ДИКМ

Рис.1.2