Має низький негативний рівень, а напруга , що збігається з напругою на відкритому ді­оді vd1, майже дорівнює нулю.

Імпульс запуску з амплітудою що надходить в момент ча­су t₁ до інвертуючого входу ОП викликає розвиток лавиноподібного процесу перемикання мультивібратора завдяки дії позитивного зворотного зв'язку через резисторний подільник напруги R1, R3. При цьому напруги на виході стрибком збільшується до , і мультивібратор переходить у тимчасово стійкий стан. Напруга на неінвертуючому вході змінюється на позитивну , де β = R₁ /(R₁ + R3) – нове значення коефіцієнта передавання напруги з виходу ОП на неінвертуючий вхід (β ≠ γ), адже діод VD2 внаслідок зміни полярності вихідної напруги змішується в зворотному напрямі і від'єднує елементи R2, С1 від подільника напруги R1, R3. Позитивний рівень вихідної напруги закриває відкритий до цього моменту діод VD1, і конденсатор С починає заряджатися в колі з резистором R. Напруга на конденсаторі U_С = експоненційно зростає до асимптотичного рівня . Коли в момент часу t₂ ,ОП входить в підсилювальний режим, напруга на виході зменшується. При цьо­му В результаті дії зворотного зв'язку зменшується також вхідна напруга U_вх, що викликає подальше зменшення вихідної напруги і т. д. Розвиток регенерати­вного процесу призводить до перевертання мультивібратора (підсилювач спрацьовує як двовходовий компаратор) і закінчення процесу формування імпульсу позитивної полярності. Одновібратор повертається до стійкого стану рівноваги.

Процес заряджання конденсатора С описує рівняння (8.27), в якому U_C(∞) = , U_C = 0, τ = RС,

U_C (t) = (1– е^–t/τ). (8.37)

У процесі заряджання напруга на конденсаторі не досягає , оскільки в момент часу t₂ ( ) ОП повертається у початковий стан, то­му, прийнявши в рівнянні (8.37) U_C (t_i) = , визначимо тривалість вигід­ного імпульсу так:

(8.38)

Час відновлення стійкого стану мультивібратора t_в визначається процесом перезаряджання конденсатора через резистор R та вихід ОП, який згідно з рівнянням (8.27), де U_C (0) = , U_C (∞) = (полярність напруги на ви­ході ОП змінилася), описується залежністю

(8.39)

Через те, що в процесі перезаряджання конденсатора; напруга на якому в мо­мент часу t = t_в зменшується до нуля (рис. 8.20, б), то, прийнявши в рівнянні (8.39) U_C = 0, а також = , отримаємо

(8.40)

Порівнявши вирази (8.38) та (8.40), враховуючи, що β < 1, переконуємося в правильності нерівності t_в < t_i. Якщо в схемі (рис. 8.20, а) змінити полярність вмикання діода VD1 (катод діода під'єднати до корпусу), то вихідна на­пруга ОП в режимі стійкого стану мультивібратора буде позитивною, а полярність вихідних імпульсів – негативною.

8.8. Генератори лінійно–змінної напруги

Генератори лінійно–змінної пилкоподібної напруги призначені для отримання напруги, яка за деякий час зростає або зменшується за лінійним або близьким до лінійного законом. У пристроях промислової електроніки генера­тори напруги, що змінюється лінійно, використовують у пристроях порівнян­ня, які фіксують момент досягнення напругою заданого рівня, для часової за­тримки і розширення імпульсів, для отримання часової розгортки ЕПТ і т. д.

Пилкоподібна напруга буває під час заряджання або розряджання конден­сатора С через резистор R. Розглянемо найпростішу схему генератора лінійно–змінюваної напруги, в якій транзистор виконує функції ключового елемента. Схема генератора, в якому паралельно конденсатору інтегруючого RС–кола ввімкнений комутуючий транзистор VT, показана на рис. 8.25, а. У вихідному стані транзистор насичений за рахунок вибору співвідношення між резисто­рами R_B та R таким, щоб R_B ≤ h_21ЕR. Напруга на конденсаторі, що дорів­нює напрузі U_Снас на колекторі насиченого транзистора, мала.

Рис. 8.25

За подаванням до бази транзистора в момент часу t₁ (рис. 8.25, б) керуючого імпульсу негативної полярності з амплітудою, достатньою для закривання транзи­стора, останній входить у режим відсічки (закривання транзистора – ключ розі­мкнутий),і конденсатор С заряджається у колі + Е_С – R – С – ( – Е_С), Напру­га на конденсаторі, наближаючись до асимптотичного рівня Е_С, збільшується за законом

U_C = (Е_С – І_С0R_С )(1 – е ^{– t /RС} ) ≈ Е_С (1– е ^{–t /RС} ) (8.49)

По закінченні вхідного керуючого імпульсу транзистор відкривається, однак його робоча точка залишається в активній області, оскільки напруга на колекторі транзистора в перший момент дорівнює амплітудному значенню напруги U_т на конденсаторі на виході схеми. Після цього конденсатор розряджається через ді­лянку емітер – колектор транзистора і останній входить у режим насичення (ключ замкнутий). Далі процес повторюється.

З розглянутого процесу видно, що прямий хід пилкоподібної напруги з три­валістю t_пр формується в схемі, коли ключ розімкнутий, з зворотний хід з три­валістю t_зв – коли замкнутий. Таким чином, для реалізації цього принципу генератор мусить мати зарядний або розрядний пристрій, конденсатор, що інтегрує, та ключ. Імпульси напруги пилкоподібної форми можуть бути як позитивної, так і негативної полярності. На рис. 8.25, б показана реальна форма пилко­подібного імпульсу позитивної полярності. Імпульс негативної полярності с й дзеркальним відображенням останнього відносно часової осі.

Основні параметри напруги, що змінюється лінійно: тривалість прямого (робочого) ходу t_пр, тривалість зворотного ходу t_зв період повторення Т, амплітуда імпульсу U_т . Оскільки строго лінійної зміни напруги U(t) отримати неможливо, ступінь відхилення її від лінійного закону характеризується коефіцієнтом не лінійності

(8.50)

де та – відповідно швидкість зміни напруги на початку та в кінці робочого ходу. В чекаючому режимі ще є тривалість паузи t_п протягом якої U(t) = const.

У практичних схемах генераторів лінійно–змінної напруги t_пр, дорівнює від десятих частин мікросекунди до десятків секунд, t_зв – від 1 до 20 % від, t при U_т – від одиниць до тисяч вольт. Значення ε також залежить від призначення схеми й досягає (наприклад, в осцилографії) 10 %.

Важливим параметром, що характеризує схему генератора лінійно–змінної напруги, с коефіцієнт використання напруги джерела живлення Е, під яким розуміють відношення

ξ = U_т /Е. (8.51)

Узявши похідні dU_С /dt від виразу (8.49), коли t = 0 та t = t_пр, і підставивши їх у формулу (8.50), отримаємо коефіцієнт нелінійності

(8.52)

Оскільки за t = t_пр U_С = U_т, то згідно з рівнянням (8.49)

або з урахуванням виразу (8.51)

(8.53)

Отже, високий ступінь лінійності пилкоподібної напруги (мале ε) мож­ливий за умови Е_С >> U_т . Це призводить до поганого використання напру­ги джерела живлення. Наприклад, коли U_т = 10 В, а ε = 1 %, напруга дже­рела живлення має бути 1000 В.

Напруга на конденсаторі U_С зв'язана з протікаючим в ньому струмом і_С відомим співвідношенням

У випадку і_С = І = const напруга на конденсаторі U_С = /t / С = kt змінюється в часі за лінійним законом. Отже, щоб напруга па конденсаторі змі­нювалася не за експоненційним законом, а строго пропорційно часу, заряд­ний струм конденсатора має бути сталим. для цього можна застосувати струмостабілізуючі елементи, струм яких не залежить від прикладеної напру­ги. Для стабілізації струму заряджання або розряджання конденсатора в генераторі напруги, яка змінюється лінійно, застосовують негативний зворот­ний зв'язок.

Розглянемо конкретні схеми генераторів лінійно–змінної напруги в інтегральному виконанні. Як активні ключові елементи у проектуванні таких генераторів в наш час найбільш широко використовують операційні підсилювачі, що мають велику функціональну надмірність. Щоб вихідна напруга була пропорційною інтегралові вхідної напруги, в ОП вмикають конденсатор в колі негативного зворотного зв'язку (див. п. 6.8). Тому генератори пилкоподібної напруги на ОП будують за принципом генераторів із зворотним зв'яз­ком, що інтегрують сталу напругу джерела живлення, яке е для них вхідним.

Рис. 8.26

На рис.8.26, а показана схема генератора пилкоподібної напруги з RС–­колом, що інтегрує і ввімкнене у коло негативного зворотного зв'язку ОП. Схемою керують імпульси U_зап позитивної полярності, які подають до інвертуючого входу підсилювача через діод VD, що кожного разу від’єднує схему (діодний ключ розімкнутий) від джерела керуючих імпульсів на час тривалості імпульсу. До подавання керуючого імпульсу U_зап (інтервал часу 0 – t₁, рис. 8.26, б) напруга на інвертуючому вході позитивна, але трохи перевищує нульовий рівень. Напруга на інвертуючому вході = βЕ_С, де β = R₂/(R₁ + R₂). Значення р за рахунок обраного співвідношення між опорами резисторів R1, та R2 задається таким чином, щоб рівень забезпечував стан ОП в режимі обмеження, коли U_вих ≈ Е_С . Конденсатор інтегратора зарядже­ний до напруги джерела Е_С.

Позитивний імпульс, впливаючи на вхід генератора в момент часу t₁, закриває діод VD, напруга збільшується при цьому до рівня, що забезпечує перехід підсилювача в активний режим, а напруга на виході стрибком зменшується на невелику величину. Конденсатор С починає розряджатися через резистор R. Оскільки ОП має скінчене значення коефіцієнта підсилення К_пU, то струм розряджання конденсатора, ввімкненого в коло негативного зворотного зв'язку, не є строго сталим і в процесі роз­ряджання трохи зменшується. Тому напруга дещо збільшується, що викликає на виході в К_пU разів більше зменшення вихідної напруги. Якщо розрахункове співвідношення між сталою часу інтегруючого RС–кола та тривалістю робочого ходу задовольняє рівність

RС ≈ 0,5t_пр, (8.54)

то за час імпульсу конденсатор повністю розряджається до нуля і перезаряджається до напруги – Е_С.

Після закінчення в момент часу t₂, керуючого імпульсу діод відкривається, напруга U_вх стрибкоподібно зменшується до вихідного рівня, а конденсатор швидко розряджається через відкритий діод та вихід підсилювача до нуля й заряджається до початкової напруги. Час відновлення генератора

t_в5С(r_д + R_вих), (8.55)

де r_д – опір відкритого діода; R_вих – вихідний опір ОП. Коефіцієнт нелінійності пилкоподібної напруги

ε = 1/ К_пU (8.56)

визначається підсилювальними властивостями ОП, а напруга протягом робо­чого ходу лінійно зменшується.

Генератор пилкоподібної напруги, яка лінійно зростає, можна створити, якщо інтегруюче RС–коло ввімкнути в коло позитивного зворотного зв'язку (рис. 8.27, а). У відсутності вхідного керуючого імпульсу U_зап (інтервал часу 0 – t₁, рис. 8.27, б) U_вх, діод VD відкритий, напруга на неінвертуючому вході = 0 і конденсатор розряджений (U_С (0) = 0). Напруга на інвертуючому вході (за відповідним чином розрахованими опорами подільника на резисторах R2, R3, R4) задається такого рівня, при якому ОП перебуває в режимі обмеження з U_вих = – Е_С .

Вхідний керуючий імпульс U_зап , впливаючи на вхід схеми в момент ча­су t₁ закриває діод VD. Конденсатор С з урахуванням того, що U_С (0) ≈ 0 та U_вих =– Е_С, починає заряджатися струмом І_С =і₁ – і₂ =Е/R₁ – Е/R₅. Якщо відповідним чином розрахувати параметри елементів схеми генератора, щоб Δі₁= Δі₂, то І_С = const, конденсатор заряджається строго постійним струмом. При цьому напруга Uвих збільшується і в момент закінчення роб 0­чого ходу досягає значення + Е_С . В момент закінчення керуючого імпульсу (t = t₂) діод різко відкривається і конденсатор з великою швидкістю розряджається. Вихідна напруга зменшується до рівня – Е_С . Час відновлення ви­хідного стану схеми

t_в = 5С(r_д + R_вих ), (8.57)

де r_д – опір відкритого діода VD; R_вих – вихідний опір джерела керуючих імпульсів.