Полуволновый трансформатор. Четвертьволновый трансформатор

Полуволновый трансформатор. В окрестности точки  представить аргумент тригонометрических функций можно следующим образом:

, , .

 

(Для простоты предположено, что фазовая скорость в линии передачи не зависит от частоты.)

Полагая в (3.21)  ,  и  , т. е. удерживая величины первого порядка малости по  , получаем

(3.22)

где  —нормированное волновое сопротивление трансформатора.

Четвертьволновый трансформатор. Используя представление частотной переменной  , где  ,  и полагая в (3.21)  ,  и  , получаем

,(3.23)

где  — скачок волновых сопротивлений для линий передачи, соединяемых между собой посредством четвертьволнового трансформатора.

Анализ направленных ответвителей с помощью метода симметрии

Направленные ответвители образуют обширный класс укрупненных базовых элементов, используемых как при построении разветвленных трактов СВЧ, так и в различных измерительных устройствах. Напомним, что направленным ответвителем называют реактивный восьмиполюсник, имеющий две пары идеально согласованных и взаимно развязанных входов. Большинство направленных ответвителей имеет плоскость симметрии и поэтому подбор номиналов входящих в них элементов и анализ получающихся матриц рассеяния может производиться методом симметричного и антисимметричного возбуждения

.

 

Введем нумерацию входов восьмиполюсника, показанную на рис. 3.7,а. В соответствии с формулами (2.74) и (2.75) матрица рассеяния восьмиполюсника при наличии плоскости симметрии  должна иметь структуру:

; ;

причем матрицы рассеяния второго порядка

;

относятся к парциальным четырехполюсникам симметричного и антисимметричного возбуждения, показанным на рис. 3.7,6 и рис. 3.7, в. Эти четырехполюсники представляют собой верхние половины восьмиполюсника, отсекаемые плоскостью симметрии с граничным условием Ht=0 (симметричное возбуждение, индекс «+») или с граничным условием  (антисимметричное возбуждение, индекс «—»). Независимые между собой элементы матрицы рассеяния восьмиполюсника на рис. 3.7, а следующим образом выражаются через коэффициенты отражения  и коэффициенты передачи  парциальных четырехполюсников:

; ;

; ;(3.31)

;

причем следствием реактивности парциальных четырехполюсников являются равенства  и  . Реактивный восьмиполюсник на рис. 3.7,а превратится в идеальный направленный ответвитель, если будет обеспечено согласование входов  и одновременно достигнута развязка каких-либо двух пар входов. В зависимости от того, между какими входами достигается развязка, различаютследующие типынаправленности: 1) типа 1 при развязке пар входов 1—3 и 2— 4;2) типа II при развязке пар входов 1—4 и 2—3;3) типа III при развязке пар входов 1— 2 и 3— 4.

Рассмотрим последовательно каждый из типов направленности.

Направленность типа 1. Совместное выполнение условий согласования входов ответвителя  и раз вязки  согласно формулам (3.31)эквивалентно равенствам

; (3.32)

т. е. для достижения направленности типа 1 оба парциальных четырехполюсника симметричного и антисимметричного возбуждения должны быть идеально согласованными и отличаться лишь фазами коэффициентов передачи  и  . Разность фаз этих коэффициентов передачи  называют дифференциальным фазовым сдвигом для волн, проходящих через согласованные парциальные четырехполюсники симметричного и антисимметричного возбуждения. Идеальная матрица рассеяния направленного ответвителя типа 1 при выполнении условий (3.32) имеет структуру:

; ; (3.33)

Направленные ответвители типа 1 относятся к сонаправленным ответвителям, так как волна во вторичной линии передачи 3—4 движется в ту же сторону, что и возбуждающая ее волна в первичной линии 1—2. Кроме того, направленные ответвители типа 1 являются квадратурными, т. е. фазовый сдвиг между элементами  и  в матрице рассеяния равен  . В направленном ответвителе типа 1, как правило, имеется вторая плоскость симметрии (по крайней мере электрической), проходящая между парами входов 1—3 и 2—4. Условия (3.32), определяющие направленность типа 1, могут быть переписаны в терминах классических матриц передачи  для парциальных четырехполюсников. C помощью формул перехода между матрицами А и S из табл. 3.1 получаем уравнения  , из которых с учетом вещественности элементов  и  и мнимости элементов  и  в реактивном четырехполюснике следует:

направленность типа 1.(3.34)

Дифференциальный фазовый сдвиг легко определяется из соотношения ,приводящего к формуле

.

Выражения для ненулевых элементов идеальной матрицы рассеяния направленного ответвителя типа 1 с учетом условий (3.34) принимают вид

(3.35)

где верхний знак относится к элементу  , а нижний—к элементу  .

2. Направленность типа II. Совместное выполнение условий развязки  и согласования входов в соответствии с формулами (3.31) возможно только при выполнении равенств  и  . С учетом канонической матрицы рассеяния недиссипативного четырехполюсника (2.54) это приводит к выражениям

; ; ,(3.36)

где  ,  ,  — независимые вещественные параметры, определяющие матрицу рассеяния реактивного четырехполюсника.

Идеальная матрица рассеяния направленного ответвителя типа II при выполнении условий (3.36) приобретает вид:

; ; ;(3.37)

Направленные ответвители типа II относятся к противонаправленным ответвителям, так как волна во вторичной линии передачи 3—4 движется в противоположную сторону по отношению к возбуждающей ее волне в первичной линии передачи 1—2. Если направленный ответвитель типа II имеет вторую плоскость симметрии, проходящую между парами входов 1—3 и 2—4, то  , что означает  и  . Следовательно, при наличии двух плоскостей симметрии направленный ответвитель типа II оказывается квадратурным. Если же второй плоскости симметрии нет, но подбором параметров парциальных четырехполюсников обеспечено равенство  , то направленный ответвитель типа II получается синфазно-противофазньм, т. е.  .

Условия  ,  определяющие направленность типа II, в терминах классических матриц передачи парциальных четырехполюсников выглядят следующим образом:

;

Отсюда с учетом вещественности элементов  и  и мнимости элементов  и  в реактивных четырехполюсниках следуют условия:

направленность типа II,(3.38)

с учетом которых получаем выражения для расчета элементов идеальной матрицы рассеяния (3.37):

; (3.39)

3. Направленность типа III. Совместное выполнение условий развязки  и согласования входов в соответствии с формулами (3.31) возможно только при выполнении равенств

; (т.е.  ).

С учетом канонической матрицы рассеяния реактивного четырехполюсника эти условия принимают вид:

; ; (3.40)

Идеальная матрица рассеяния направленного ответвителя типа III при выполнении условий (3.40) имеет структуру:

Условия  и  , определяющие направленность типа III, в терминах классических матриц передачи парциальных четырехполюсников дают уравнения

,

из которых в силу вещественности элементов  и  и мнимости элементов  и  в реактивном четырехполюснике следуют условия:

направленность типа III,(3.42)

и с учетом этих условий получаем следующие выражения для элементов идеальной матрицы рассеяния (3.41):

; .(3.43)

К направленным ответвителям типа III могут быть отнесены направленные ответвители типа 1, если они имеют вторую плоскость

геометрической симметрии  (рис. 3.8, а). Действительно, поворот направленного ответвителя типа 1 в плоскости рисунка на 90° по часовой стрелке и перенумерация входов  ,  ,  и  приводят к ответвителю с матрицей рассеяния вида (3.41), т. е. к направленному ответвителю типа III, имеющему плоскость симметрии  . Поэтому в направленных ответвителях с двумя плоскостями геометрической симметрии настройка парциальных четырехполюсников симметричного и антисимметричного возбуждения по условиям (3.34) и (3.42) в ряде случаев может оказаться эквивалентной и привести к одинаковым схемам ответвителей (с точностью до перенумерации входов).

Пользуясь сформулированными условиями согласования и развязки входов направленных ответвителей в терминах параметров парциальных четырехполюсников, можно не только легко уяснить принцип действия того или иного ответвителя (разумеется, имеющего плоскость симметрии), но а получить соотношения, необходимые для его проектирования.

Кольцевые направленные ответвители

Рис. 3.9. Кольцевой восьмиполюсник:

а—общая схема;б—схема замещения парциальных четырехполюсников

 

Выясним возможности создания направленных ответвителей на основе восьмиполюсника с плоскостью симметрии  , выполненного в виде замкнутого кольца из четырех отрезков линий передачи (для определенности коаксиальных волноводов) с Т-волной (рис. 3.9, а). Волновые сопротивления  ,  ,  и длины отрезков линий передачи  и  являются варьируемыми параметрами, а длина отрезка  выбрана равной  . Четырехполюсники симметричного и антисимметричного возбуждения имеют одинаковые схемы замещения (рис.3.9,б), в которых эквивалентныешунтирующие реактивные проводимости  относятся к параллельным шлейфам длиной  и  с условиями холостого хода (индекс «+») и короткого замыкания (индекс «—») и согласно формулам (1.31) определяются выражениями

(3.44)

Классические матрицы передачи четырехполюсников симметричного и антисимметричного возбуждения определяются путем вычисления произведения трех матриц передачи, две из которых относятся к шунтирующим проводимостям  , а третья принадлежит четвертьволновому трансформатору с волновым сопротивлением  .

(3.45)

Рассмотрим последовательно возможности получения направленности всех трех типов.

1. Направленность типа I. Условия  и  , во-первых, означают равенство проводимостей  , а во-вторых, приводят к квадратному уравнению

(3.46)

с корнями  . Равенство  имеет следствием [см. (3.44)]:  , поэтому длину отрезков линий передачи  и  следует выбрать  . Тогда  и  . Согласно формулам (3.35) с учетом (3.46) элементы идеальной матрицы рассеяния получившегося направленного ответвителя типа I

;  (3.47)

причем равенство  , являющееся следствием унитарности матрицы рассеяния (3.33), совпадает с уравнением (3.46). Таким образом, выбирая соответствующие волновые сопротивления  и  , можно устанавливать заданное деление мощности на развязанных выходах ответвителя. Например, для равного деления мощности со входа 1 между выходами 2 и 4 следует выбирать  и  . Получившееся устройство с равным делением мощности называется квадратным (или шлейфным) мостом. В полосе частот свойства согласования и развязки входов не сохраняются и квадратный мост характеризуется следующими параметрами: 

1)входным КБВ 

2) развязкой входов 1 и 3, определяемой в виде  , дБ;

3) коэффициентами связи, задаваемыми соотношениями  , дБ.

Зависимости этих параметров от частоты изображены на рис. 3.10, где также приведен один из возможных рисунков печатной платы, получаемый при реализации квадратного моста на полосковых линиях передачи.

2. Направленность типа II. Условия  и  в матрице передачи (3.45), во-первых, заставляют положить  , а во-вторых, приводят к квадратному уравнению

(3.48)

с корнями  . Равенства  и  могут быть выполнены, если выбрать [см. формулы (3.44)]:  ;  ;  , что обеспечивает  . Согласно формулам (3.39) с учетом (3.48) элементы идеальною матрицы рассеяния получившегося направленного ответвителя типа II

(3.49)

причем равенство  , являющееся следствием унитарности матрицы рассеяния, совпадает с уравнением (3.48) при  . Полученное устройство относится к противонаправленным ответвителям синфазно-противофазного типа и носит специальное название гибридное кольцо. Подбирая соответствующие волновые сопротивления  и  отрезков кольца, можно устанавливать на его выходах заданное деление мощности. Например, для достижения равного деления мощности между выходами 2 и 3 при возбуждении входа 1 следует выбрать волновые сопротивления отрезков кольца  . Частотные характеристики параметров гибридного кольца с равным делением мощности изображены на рис.3.11. Где также показан один из возможных рисунков печатной платы при выполнении гибридного кольца на полосковых линиях передачи.

3. Направленность типа III. Условия  и  , которым должны отвечать элементы матрицы передачи (3.45), во-первых, означают равенство проводимостей  , а во-вторых, приводят к квадратному уравнению

(3.50)

с корнями  . Поэтому минимальные длины отрезков  и  следует выбрать равными  . Таким образом,  . Согласно формулам (3.43) с учетом (3.50) элементы идеальной матрицы рассеяния получившегося направленного ответвителя типа III

(3.51)

Легко убедиться, что полученный кольцевой направленный ответвитель типа III в точности соответствует направленному ответвителю типа I, но с заменой  и перенумерацией входов. Таким образом, реализация направленности типа III в данном случае не приводит к новой схеме ответвителя (см. рис. 3.8 и пояснения к нему в тексте).

Итак, исследование восьминполюсного устройства, показанного на рис. 3.9, позволяет с единых позиций объяснить принцип действия широко распространенных укрупненных базовых элементов — квадратного моста и гибридного кольца. Подобные элементы можно выполнять на многих типах линий передачи, включая прямоугольные волноводы. В последнем случае чаще используется не параллельное, а последовательное подключение выходных волноводов к замкнутому волноводному кольцу (т.е. в Е- плоскости), Это заставляет изменить схемы парциальных четырехполюсников на рис. 3.9, б путем замены параллельных реактивностей шлейфов  на последовательные реактивности  . Получение расчетных соотношений для кольцевых направленных ответвителей различных типов с последовательным подключением выходных волноводов к кольцу рекомендуется читателям в качестве упражнения.

Направленные ответвители на связанных линиях передачи с т-зонами

Наиболее компактные и широкополосные направленные ответвители в СВЧ - диапазоне волн получаются при использовании эффектов взаимной связи в многопроводных линиях передачи с Т-волнами. На рис. 3.12 показаны эскизы двух ответвителей такого типа.

 

 

Анализ ответвителей на связанных линиях передачи удобно проводить методом симметричного и антисимметричного возбуждения, используя продольную плоскость симметрии, расположенную между первичной 1—2 и вторичной 3—4 линиями передачи. Парциальные четырехполюсники симметричного и антисимметричного возбуждения приобретают вид отрезков регулярной линии передачи с Т-волной, причем длины этих отрезков l совпадают с длиной участка связи, а волновые сопротивления  зависят от того, какое граничное условие (Ht=0 или Еt=0) имеет место в плоскости симметрии ответвителя.

Конфигурации поперечных сечений и структуры поперечного электрического поля в парциальных четырехполюсниках симметричного и антисимметричного возбуждения для трех разновидностей связанных линий передачи показаны на рис. 3.13. Из сравнения структур электрического поля следует, что погонная емкость линии передачи в режиме симметричного возбуждения (граничное условие Ht=0) должна быть меньше погонной емкости в режиме антисимметричного возбуждения (граничное условие Et=0), и, следовательно, волновые сопротивления  и  в парциальных четырехполюсниках удовлетворяют неравенству  . Полагая, что входные линии передачи ответвителя имеют единичное нормированное волновое сопротивление, можно на основании формулы (3.20) следующим образом записать классические матрицы передачи парциальных четырехполюсников:

При таком виде матриц передачи парциальных четырехполюсников возможна реализация только направленности типа II с условиями на элементы матриц  вида (3.38). Согласно этим условиям равенство элементов  обеспечивается при одинаковых коэффициентах фазы  в парциальных четырехполюсниках, аравенствоэлементов  будет иметь место при специальном подборе волновых сопротивлений:

(3.52)

Существенно, что условия реализации направленности получились не зависящими от электрической длины участка связи  , и, следовательно, идеальная развязка и полноесогласованиевходов будут обеспечиваться на любой частоте. От частоты будет зависеть лишь распределение мощности на выходах ответвителя. Используя формулы (3.37) и правила перехода от матрицы передачи к матрице рассеяния (см. табл. 3.1), после несложных тождественных преобразований с учетом условия (3.52) получаем:

(3.53)

где  вспомогательный параметр, имеющий смысл модуля коэффициента отражения от стыка линий передачи с волновыми сопротивлениями  и  . Из формулы (3.53) следует, что если длина участка связи  , то коэффициент передачи  максимален и равен параметру М. Если же длина участка связи кратна полуволне, то  и вся мощность со входа 1 проходит на вход 2. На рис. 3.14 показано изменение модулей  и  в направленном ответвителе на связанных линиях передачи в зависимости от электрической длины  при параметре  .

Направленный ответвитель на связанных линиях передачи имеет две плоскости симметрии, и поэтому относится к квадратурным направленным ответвителям, т. е. 

Чаще всего применяются направленные ответвители на полосковых и микрополосковых линиях. При проектировании таких ответвителей с заданными коэффициентами передачи  и  , удовлетворяющими условию  , длину участка связи l можно выбирать произвольно (чаще всего  ), после чего на основании формул (3.53) находят параметр М и определяют значения волновых сопротивлений  и  . По этим сопротивлениям рассчитывают необходимые размеры полосковых проводников в поперечном сечении ответвителя и определяют требуемый зазор между ними. На этой стадии расчета приходится обращаться или к справочным материалам по волновым сопротивлениям  и  связанных линий передачи, или использовать специальные программы для ЭВМ, составленные применительно к выбранной геометрии поперечного сечения связанных линий передачи. Наиболее трудной является реализация направленных ответвителей с сильной связью (М>0,3), так как в этом случае обычно требуется чрезвычайно малый зазор между проводниками (см. рис. 3.12) и возникают технологические трудности при обеспечении его стабильности в процессе производства. При создании направленных ответвителей на связанных несимметричных микрополосковых линиях передачи возникает еще одна трудность, связанная с некоторым различием коэффициентов фазы  и  для волн симметричного и антисимметричного возбуждения в пределах участка связи. Необходимое выравнивание этих скоростей может быть достигнуто нанесением дополнительного диэлектрического слоя на связанные проводники или добавлением компенсирующих реактивных элементов по концам участка связи.

Направленные ответвители полосковые. Основные характеристики и параметры

Полосковые направленные ответвители представляют собой четырехплечные взаимные устройства (восьмиполюсники), предназначенные для направленного отбора части СВЧ мощности из одного  (основного) канала в  другой   (дополнительный - рис. 5.1). Направленная передача энергия в таких устройствах связана с условием полного согласования всех его плеч. При идеальном согласовании одно ид плеч дополнительного канала развязано и мощность в него не поступает. В двух других плечах называемых рабочими, входная мощность  распределяется в соответствии с выбранной величиной связи между каналами.  Указанные свойства позволяют использовать такие устройства для построения полосковых делителей мощности, смесителей, модуляторов, дискриминаторов, сумматоров мощности и т. д.

Кроме того, направленные ответвители можно использовать как самостоятельные узлы, необходимые для проведения различного рода измерений в СВЧ диапазоне. Следует, однако, заметить, что в реальных конструкциях направленных ответвителей идеальное согласование не достигается и. следовательно, в теоретически развязанное плечо частично попадает мощность, действующая на его входе.

 

Рисунок  5.1   Функциональная схема направленного ответвителя

5.1. Основные характеристики и параметры

Для  характеристики   свойств  реальных  направленных   ответвителей   (рис. 5.1) используют следующие параметры.

Рабочее затухание, или выраженное в децибелах отношение мощностей на входе и выходе основного канала:

Переходное ослабление (связь), или отношение мощности P1 на входе основного канала к мощности Р3, существующей на выходе рабочего плеча дополнительного канала (дБ):

Развязка, или отношение  мощности P1 на входе основного канала к мощности Р4 существующей на выходе развязанного плеча дополнительного канала (дБ):

Направленность, или отношение мощностей на выходе рабочего и развязанного плеча дополнительного канала (дБ):

Коэффициент деления мощности, или отношение мощностей на выходе рабочих плеч основного и дополнительного каналов (дБ):                         

КСВН—коэффициент стоячей волны (параметр, характеризующий степень согласования плеч направленного ответвителя с нагрузками). Величина КСВН со стороны любого плеча направленного ответвителя определяется (измеряется) при условии полного согласования всех оставшихся плеч;

Df-рабочая полоса направленного ответвителя, т.е. участок частот, на котором неравномерность связи (отклонение связи от среднего значения) или неравномерность величины направленности DC34 не превышает заданного значения; f0—средняя частота рабочей полосы ответвителя, равная среднеарифметическому значению крайних частот f1 и f2: f0= (f1+f2)/2;

l0- центральная длина волны рабочей полосы ответвителя: l0=2l1l2/(l1+l2), где l1 и l2 наибольшая и наименьшая длина волны в пределах рабочей полосы Df.

Для характеристики свойств направленных ответвителей, работающих в полосе частот, нужно также определить частотные зависимости указанных выше параметров C13, C14, C34, C23. При проектировании и создании направленных  ответвителей обеспечение тех или иных параметров в большинстве случаев определяется конкретными условиями их применения. Так, при использовании ответвителей в однотактных смесителях величина переходного ослабления C13 обычно составляет 15 ... 25 дБ и выбирается в зависимости от величины мощности гетеродина, допустимой реакции цепи гетеродина на основной канал и т. д. При использовании ответвителей в рефлектометрах и измерителях проходящей мощности с целью снижения погрешности измерений связь с дополнительным каналом ответвителя выбирается еще более слабой: C13==20 ... 30 дБ.

Как уже отмечалось, величина направленности С34 реальных конструкций имеет конечное значение, которое определяется типом ответвителя, качеством согласования плеч с  нагрузками,  диапазоном частот и  находится в пределах 15 ... 40 дБ. Этот параметр во всех случаях желательно иметь как можно большим. Например, в ответвителях предназначенных для смесителей, снижение величины направленности C34, приводит к снижению развязки (C14=C13+C34) и увеличению проникновения мощности гетеродина во входную цепь смесителя. Последнее обстоятельство, как известно, является крайне нежелательным. При проектировании направленных ответвителей для широкополосных устройств необходимо, чтобы рабочая полоса Df ответвителя была шире полосы устройства, причем неравномерность связи DC13 и неравномерность направленности DC34 в полосе не должны превышать заданных требований, например ±0,3 дБ. Широкополосность же ответвителя, как будет сказано ниже, обеспечивается выбором типа связи, числом элементов связи, конструкцией и зависит от величины переходного ослабления и заданной неравномерности DC13.

Направленные ответвители полосковые

 

Классификация направленных полосковых ответвителей и их особенности.

1.  

   1. По виду связи между основным и дополнительным каналом полосковые направленные ответвители делятся на три типа: а) с распределенной электромагнитной связью; б) со связью шлейфного тина; в) с емкостной связью.

   2. По степени связи полосковые направленные ответвители делятся на два типа: а) с сильной связью (связь меньше 10 дБ); б) со слабой связью (связь больше 10 дБ).

   3. В зависимости от типа используемых полосковых волноводов направленные ответвители бывают симметричные и несимметричные.

   4. По виду диэлектрика, используемого в полосковом волноводе, различают направленные ответвители с воздушным и твердым заполнителем, а также микрополосковые направленные ответвители, изготовленные на основе методов СВЧ печати с большим значением относительной диэлектрической проницаемости подложки.

Полосковые направленные ответвители с распределенной электромагнитной связью (рис. 2) представляют собой параллельно расположенные и электромагнитно связанные полосковые волноводы с волной типа ТЕМ. Ответвленная в дополнительный полосковый волновод мощность распространяется в направлении, обратном направлению распространения ее в основном волноводе. Такие ответвители носят название “противонаправленных”. В зависимости от электрической длины участка связи направленные ответвители могут быть однозвенными (одноступенчатыми) (рис. 2,а) и многозвенными (многоступенчатыми) (рис. 2,б).  

 

 

Рисунок 2. Однозвенный направленный ответвитель с электромагнитной связью (а) и многозвенный (б)

Многозвенные ответвители позволяют увеличить связь и широкополосность системы. Например, трехзвенные ответвители на симметричных полосковых волноводах с переходным ослаблением на средней частоте С13=3 дБ обеспечивают коэффициент перекрытия kf=f1/f2 при отклонении связи от среднего значения на D С13=± 0,4 дБ и kf=3 при С13=± 0,1 дБ.

Однозвенные ответвители обеспечивают коэффициент перекрытия kf» 2 при С13=3 дБ и D С13=± 0,3 дБ. Причем частотная характеристика переходного ослабления однозвенного ответвителя имеет форму косинусоиды, в то время как характеристика многозвенных ответвителей может быть сделана максимально плоской или чебышевской (с равным отклонением от среднего значения). С ростом переходного ослабления при фиксированных значениях D С13 рабочая полоса ответвителя сужается. Величина направленности теоретически идеальна (бесконечна) в неограниченной полосе частот. Напряжения в выходных плечах 2 и 4 направленного ответвителя не зависят от частоты и имеют постоянный фазовый сдвиг, равный л/2.

Наибольшее распространение среди направленных ответвителей со слабой электромагнитной связью получили ответвители с боковой связью (рис. 3,а). Они чаще всего выполняются на основе СВЧ методов печати, как на симметричных, так и на несимметричных полосковых волноводах. Среди разновидностей направленных ответвителей со слабой связью следует отметить ответвители с диафрагмой между параллельно расположенными полосковыми волноводами (рис. 3.б, в). Величина связи такой конфигурации может регулироваться путем изменения величины зазора в диафрагме.  

Рисунок 3 Поперечное сечение полосковых направленных ответвителей со слабой электромагнитной связью: а - с боковой связью на симметричном полосковом волноводе; б - со связью через диафрагму на симметричном полосковом волноводе; в - со связью через диафрагму на несимметричном полосковом волноводе с твердым диэлектриком.

К направленным ответвителям с сильной связью (малым переходным ослаблением) следует отнести ответвители с так называемой лицевой связью или со связью по широким сторонам полосковых волноводов. При этом связанные полосковые волноводы располагаются либо параллельно, либо перпендикулярно заземленным пластинам. Поскольку каждой полосковый волновод расположен несимметрично относительно внешних заземленных пластин, то в подобных направленных ответвителях возможно возникновение различных видов колебаний.

Однако путем полной экранировки ответвителя либо введением дополнительной уравновешивающей полоски паразитные виды колебаний можно исключить практически полностью.

Следует заметить, что направленные ответвители с сильной связью можно создать также при использовании боковой связи между полосковыми волноводами (рис. 3,а). При этом толщина полосковых волноводов должна быть выбрана такой, чтобы зазор между ними при заданной величине связи был технологически выполнимым.  

Рисунок 5. Схема n-шлейфного направленного ответвителя

Ответвители шлейфового типа состоят из двух параллельных передающих полосковых волноводов, связанных рядом параллельных шлейфов (рис. 5). Длина шлейфов и расстояние между ними равны одной четверти длинны волны (или нечетному числу четвертей волн) в полосковом волноводе на средней частоте. Ответвленная мощность в дополнительный канал распространяется в нем в том же направлении, как и в основном полосковом волноводе. Наименьшее число шлейфов, при котором происходит направленное ответвление мощности, равно двум. В зависимости от числа шлейфов этот тип направленных ответвителей подразделяется на двух-, трех- и, в общем случае, n-шлейфные ответвители. С ростом числа шлейфов их частотные характеристики улучшаются. Фазовый сдвиг напряжений на выходных плечах 2 и 3 ответвителя составляет 90°.

Шлейфные направленные ответвители применяются, как правило, для получения сильной связи при использовании как симметричных, так и несимметричных полосковых волноводов, поскольку обеспечение слабой связи сопряжено с конструктивными и технологическими трудностями выполнения весьма малого поперечного сечения шлейфов.

Направленные ответвители с емкостной связью предназначены для симметричных полосковых волноводов на частотах ниже 4 ГГц (рис. 6.а). Нежелательная индуктивная связь выводов отрезков полосковых волноводов ослабляется из-за перпендикулярного расположения полосковых волноводов в местах их связи, где они отделены друг от друга диэлектриком. Расстояние между участками связи равно четверти длины волны в полосковом волноводе. С увеличением числа последовательно включенных ответвителей (рис. 6,б) направленность возрастает. Связь в таких направленных ответвителях выбирается достаточно сильной, поскольку ограничивающим фактором выбора более слабой связи является пропорциональное уменьшение направленности.  

Рисунок 6. Схемы односекционного (а) и двухсекционного (б) ответвителей с емкостной связью.

Основные элементы и узлы линий передачи

В фидерном тракте кроме направленной передачи электромагнитной энергии осуществляются деление и сложение мощности, всевозможные переключения, амплитудная, частотная и фазовая обработка высокочастотных сигналов, селекция сигналов по частоте и поляризации, калиброванное ослабление сигналов и т.д. Поэтому количество типов элементов и узлов линий передачи, разработанных к настоящему времени, весьма велико.

Условимся называть элементом линии передачи простейшее одиночное устройство, выполняющее одну функцию в данной линии передачи, а узлом линии передачи - устройство, выполняющее одну или несколько функций и состоящее из двух и более элементов. Элементом, например, является волноводный уголок, а узлом -  вращающееся сочленение.

 

 

1. Классификация элементов и узлов линий передачи. Будем классифицировать элементы и узлы по функциям, которые они выполняют в линии передачи, независимо от того, для какой цели выполняется та или иная функция. Основные типы элементов и узлов, разделенные по указанному признаку, приведены в табл. 18.1.

2. Многополюсники, эквивалентные данному элементу или узлу, составляются обычно на основе равенства их коэффициентов отражения и передачи соответствующим коэффициентам реальных элементов и узлов.

Фидерный узел и его эквивалентная схема в общем виде показаны на рис. 18.1,а и б соответственно. Узел, или элемент, извне ограничивается выходными (входными) соединительными фланцами I или другими соединительными устройствами. Каждый отдельный вход или выход узла (элемента) называется плечом. Подключаемые к плечам узла отрезки линий передачи, ведущие к другим элементам фидерного тракта (нагрузкам II, источникам электромагнитной энергии III и т. п.), называются каналами фидерного узла. Нумерацию плеч и каналов обычно делают одинаковой.

На эквивалентной схеме каждое плечо изображается двумя клеммами (полюсами) эквивалентных двухпроводных линий. Если фидерный узел содержит N плеч, то эквивалентная ему схема будет 2N-полюсником. Например, трехплечий узел по эквивалентной схеме будет шестиполюсником и т.д.

3. Электрические характеристики фидерных элементов и узлов многообразны, их набор и значения различны для различных узлов. Имеется, однако, ряд характеристик, общих для всех элементов и узлов. К ним относятся:

- электрическая прочность; выражается в предельно допустимой мощности, передаваемой через узел, в предельно допустимом напряжении (для элементов и узлов с волной типа ТЕМ) или в предельной напряженности электрического поля (для волн типа Н или Е);

- ширина полосы рабочих частот f;

- коэффициент полезного действия h или потери мощности в узле, выражаемые в децибелах;

- коэффициент передачи по мощности

L_ij(w )=P_ij/P_i, (18.1)

где P_{ij -} активная мощность, поступившая от i-го плеча, на выходе j-го плеча при подключении к нему и всем другим плечам согласованных нагрузок, а P_{i -} активная мощность на входе i-го плеча; для взаимных устройств (не меняющих своих свойств при изменении направления передачи) L_{ij= Lji}, для невзаимных устройств это равенство не имеет места. Коэффициент передачи по мощности часто выражается в децибелах

L_ij(w )= - 10lg(P_ij/P_i), (18.2)

причем знак минус перед логарифмом обеспечивает получение положительных значений коэффициентов передачи (в пассивных элементах и узлах всегда Р_ij<Р_i);

_- комплексный коэффициент отражения на входе t-го плеча

, (18.3)

где  и  - комплексные амплитуды отраженной и падающей волн на входе i-го плеча при условии, что ко всем остальным плечам подключены согласованные нагрузки.

Таблица 18.1

 

Наименование класса элементов (узлов)	Функциональные признаки
1 Отрезки регулярных линий передачи	Направленная передача электромагнитной энергии
2 Соединительные устройства:  а) неподвижные и подвижные сочленения; б) уголки и изгибы;  в) трансформаторы и фильтры типов волн; г) вращающиеся сочленения	Соединение отрезков регулярных линий, элементов или узлов
3 Делители мощности	Разделение энергии, канализируемой в одном канале, на несколько каналов или сложение энергии из нескольких каналов в одном
4 Переключающие устройства (коммутаторы)	Временные соединения различных каналов
5 Развязывающие устройства:  а) аттенюаторы;  б) направленные ответвители;  в) циркуляторы	Понижение уровня мощности, проходящей из одного канала в другой, или полная развязка между каналами
6 Поляризационные преобразователи	Преобразование поляризации проходящих волн
7 Фазирующие устройства:  а) фазовращатели;  б) секции дифференциального фазового сдвига	Поддержание или изменение фазы или разности фаз колебаний в линии
8 Мостовые (гибридные) соединения:  а) двойные Т-образные:  б) щелевые;  в) кольцевые;  г) шлейфовые	Сложение, вычитание и калиброванное разделение мощности электромагнитных колебаний в четырехканальном соединении
9 Защитные устройства	Предохранение нагрузки или узла от чрезмерной мощности
10 Согласующие устройства	Согласование фидерного тракта в целом, его отдельных элементов и узлов для получения заданного коэффициента отражения
11 Симметрирующие устройства	Переход от несимметричной линии или узла к симметричной линии или узлу, и наоборот

Рис. 18.1. Фидерный узел с N каналами (а)

и его эквивалентная схема в виде 2N-полюсника (б).

Определенные соотношениями (18.1) и (18.3) коэффициенты передачи и отражения, которые характеризуют собственно узел, не нужно путать с этими же коэффициентами, определяемыми для конкретных включений узла, когда некоторые плечи могут оказаться не согласованными со своими каналами.

Для каждого направления передачи через узел (от i-го входа к j-му выходу) будут свои значения каждой из перечисленных характеристик.

Количество коэффициентов отражения, которые необходимо знать для полной характеристики узла, равно числу плеч N, а количество каждой из остальных характеристик (P_макс,  f, h , L) для взаимных устройств равно, очевидно, числу сочетаний из N элементов по два:

С²_N ^{= N!/(N-2)!2!. (18.4)}

Если устройство невзаимное, то L_ij L_ji,  f _ij f _ji и т. д., поэтому количество каждой из этих характеристик, требуемых для полного описания свойств узла, определяется числом размещений из N элементов по два:

А²_N^{= N!/(n-2)!. (18.5)}

В том случае, когда одни направления передачи содержат невзаимные элементы, а другие - нет, число необходимых характеристик будет промежуточным между С²_N и А²_N и должно вычисляться осо

Основные элементы и узлы линий передачи. Основные свойства ферритов на СВЧ

Распространение электромагнитных волн в гиротропных средах и свойства ферритов в диапазоне СВЧ обычно подробно изучаются в курсах теории электромагнитного поля. В этом параграфе для напоминания приводятся основные сведения из указанной области, необходимые при изучении узлов линий передачи, включающих различные ферритовые элементы.

 

1. Ферриты представляют собой химические соединения, получаемые из магнетита (закись-окись железа FeO * Fe₂О₃) путем замещения двухвалентного железа в нем некоторыми другими металлами. Изготовляются ферриты из порошкообразных смесей магнетита и окислов соответствующих металлов.

Феррит является полупроводником с низкой проводимостью. Диэлектрическая проницаемость ферритов  _r на СВЧ колеблется в пределах 5 15, а магнитная при отсутствии подмагничивания близка к единице. В отсутствие внешнего постоянного магнитного поля ферриты при всех частотах воздействующего на них электромагнитного поля являются изотропными материалами с взаимными свойствами.

2. Ферриты в постоянном магнитном поле за счет прецессии электронов под воздействием электромагнитного поля СВЧ изменяют свои параметры при изменении направления вращения волн круговой поляризации и при изменении направления распространения электромагнитных волн по отношению к направлению приложенного постоянного магнитного поля. Благодаря этим свойствам фидерные элементы и узлы с ферритами изменяют свои характеристики при изменении направления распространения волны, т. е. не подчиняются принципу взаимности. Невзаимные эффекты наблюдаются в феррите как при продольном подмагничивающем поле (направление поля совпадает с направлением распространения электромагнитных волн), так и при поперечном подмагничивающем поле.

3. Эффект Фарадея заключается в повороте плоскости поляризации электромагнитных волн при их распространении в феррите вдоль силовых линий постоянного магнитного поля.

Пусть электромагнитное поле имеет в некоторой точке A (рис. 18.2,а) вертикальную поляризацию и распространяется (вектор П) вдоль силовых линий постоянного магнитного поля. После прохождения пути длиной  это же поле в точке Б будет иметь электрический вектор, повернутый на угол  по часовой стрелке. Если, не изменяя магнитного поля Н_o, направить электромагнитные волны от точки Б к точке А (рис. 18,2,б), то электрический вектор повернется на тот же угол  , но по ходу волны против часовой стрелки. Нетрудно видеть, что в пространстве электрический вектор поворачивается в одну и ту же сторону. В этом и заключается одно из проявлений необратимости.

Эффект Фарадея объясняется тем, что в гиротропных средах эффективные магнитные проницаемости для волн круговой поляризации имеют различные значения при правом вращении ( _г+) и левом вращении ( _г-) и по-разному зависят от приложенного магнитного поля. Это поясняется рис. 18.2,в, на котором приведены графики значений  _r для сравнительно слабых постоянных магнитных полей, которые и используются в устройствах, основанных на эффекте Фарадея.  

Рис 18.2. К пояснению эффекта Фарадея.

 

Поворот плоскости поляризации линейно-поляризованного поля можно объяснить на основе представления поля линейной поляризации Е как суммы двух полей круговой поляризации правого Е₊ и левого вращения Е (рис. 18.2,г).

Скорости распространения и длины волн полей разного направления вращения будут разными.

;

. (18.6)

Рассмотрим теперь картину сложения полей в один и тот же момент времени в точках А и Б.

Предположим, что направление распространения совпадает с вектором Н_о (Н_о>0 на рис. 18,2,в). Векторы Е₊ и Е в точке Б (рис. 18,2,д) будут отставать по фазе от соответствующих векторов в точке А (рис. ,18.2,г) за счет разности хода на угол

.

Так как при Н_о>0  _r+< _r , то вектор Е₊ отстанет на меньший угол, чем вектор Е . При этом результирующий вектор повернется вправо по ходу волны на угол  =0,5(    ₊).

Пусть теперь картина рис. 18.2,г соответствует точке Б и волна распространяется навстречу полю Н_о, что соответствует отрицательным значениям Н_о на рис. 18.2,в. Так как при этом  _{r+> r}, то в точке А (рис. 18.2,е) вектор Е₊ отстанет на больший угол, чем вектор Е и результирующий вектор повернется влево на угол  =0,5( ₊- _ ). Нужно иметь в виду, что на рис. 18.2,е волна идет на читателя, поэтому вращение векторов на чертеже по часовой стрелке соответствует левому вращению. При слабых магнитных полях угол  пропорционален Н_о и  . С увеличением Н_о наступает эффект насыщения, и угол  зависит в основном от длины пройденного волной пути.

4. Ферромагнитный резонанс возникает в ферритах как с продольными, так и с поперечными подмагничивающими полями. При продольном подмагничивании резонанс наблюдается в том случае, когда частота волн круговой поляризации правого вращения приближается к частоте прецессии электронов (к частоте гиромагнитного резонанса) f₀=2,84Н_0.

Поперечное подмагничивание дает большую резонансную частоту f , чем продольное (при одинаковых Н_о). На заданной рабочей частоте поперечный резонанс возникает при меньших напряженностях поля Соотношения между резонансными частотами и соответствующими значениями подмагничивающего постоянного поля имеют вид

;  , (18.7)

где М_{0 } намагниченность феррита; f выражена в мегагерцах, а Н_{0 } в эрстедах.

Относительная магнитная проницаемость ферритов является комплексной величиной и может быть записана в виде

 _г+= '_r +i "_г+;  _r = '_r +i "_r .

Членами с двумя штрихами определяются потери в феррите, причем  "_r << "_r+.    

   

Рис 18.3. Зависимость магнитной прони-             Рис 18.4 К пояснению эффекта не- цаемости феррита на СВЧ от постоянного   обратимого фазового сдвига подмагничивающего поля

Примерный вид зависимости магнитной проницаемости от подмагничивающего поля показан на рис. 18.3 для некоторой фиксированной частоты распространяющихся колебаний.

Частоту ферромагнитного резонанса f₀ изменением приложенного поля Н₀ можно подобрать равной частоте колебаний поля. При этом волны правого вращения будут резко ослабляться, в то время как волны левого вращения пройдут без заметного затухания. Изменение направления распространения волн круговой поляризации при фиксированном Н₀ эквивалентно изменению направления вращения. Таким образом, при f=f₀ волны правого вращения, распространяющиеся вдоль Н₀, будут испытывать затухание, а распространяющиеся против Н_{0 } не будут.

5. Необратимый фазовый сдвиг волн круговой поляризации наблюдается в продольно намагниченных ферритах, т.е. при распространении волн вдоль Н_о. Из рис 18.2,в следует, что для волн разного направления распространения (разного направления вращения) величины  '_r, а вместе с ними и фазовые скорости, будут различными (на рис 18.2,в  _{r= 'r).}

Явление необратимого фазового сдвига имеет место также в тонких ферритовых пластинах при поперечном подмагничивании в прямоугольном волноводе с волной типа Н₁₀ (рис 18.4,а). Ферритовая пластинка располагается между серединой волновода и одной из стенок и подмагничивается слабым магнитным полем Н₀, перпендикулярным направлению распространения. Структура поля волны типа Н₁₀ в волноводе при небольшой толщине пластинки почти не нарушается.

Магнитное поле волны типа Н₁₀, как известно [1], имеет вращающуюся поляризацию во всех точках, за исключением средней плоскости волновода (х=а/2). В системе координат рис. 18.4 выражения для комплексных амплитуд магнитного поля имеют вид

,

,

где В  коэффициент, характеризующий амплитуду;   постоянная распространения; верхние знаки соответствуют распространению в сторону положительных, а нижние  отрицательных z.

Отсюда видно, что составляющие магнитного поля отличаются по фазе на ± /2, т.е. магнитное поле имеет вращающуюся поляризацию относительно оси, перпендикулярной широким стенкам волновода. Чисто круговая поляризация имеет место при таких значениях х, когда Н_х=Н_z, т.е. в точках плоскостей, отстоящих от узких стенок волновода на расстоянии

.

Результирующий вектор вращается в сторону отстающей по фазе компоненты. При распространении волн в сторону отрицательных z (рис. 18.4,6) в точках справа от середины волновода (х<а/2) отстающей по фазе является компонента H_z, и поле вращается против часовой стрелки, т.е. имеет левую поляризацию, если смотреть на волновод сверху вниз  в сторону отрицательных у. В точках слева от середины волновода поле имеет поляризацию правого вращения. При изменении направления распространения на обратное направление вращения также изменится на обратное во всех точках внутри волновода.

При распространении волны в сторону отрицательных z (рис. 18.4,б) справа там, где расположена ферритовая пластинка, поле имеет поляризацию левого вращения. Так как вектор Н₀ направлен навстречу оси вращения поля, то фазовая скорость определяется некоторым эффективным значением  _r . При распространении в сторону положительных z в области пластинки магнитное поле имеет поляризацию правого вращения и фазовая скорость определяется эффективной проницаемостью  _r+.

Так как  _r+ и  _r имеют разные значения, то и фазовый сдвиг на единицу длины пластинки при прямом и обратном направлениях распространения будет разным, т.е. необратимым.

Для пластинок феррита ограниченной длины вводится понятие дифференциального (разностного) фазового сдвига, равного разности фазовых сдвигов при прохождении электромагнитных волн вдоль пластинки в прямом и обратном направлениях. При этом одному направлению распространения приписывается фазовый сдвиг, равный нулю, а другому  получающийся дифференциальный фазовый сдвиг (обычно отрицательный, соответствующий запаздыванию по фазе).

Рис. 18.5. Эффект "смещения" поля.

 

В отношении дифференциального фазового сдвига перенос пластинки от правой стенки к левой эквивалентен изменению направления распространения.

А. Л. Микаэлян показал , что для очень тонких ферритовых пластинок максимальное значение дифференциального фазового сдвига   получается при d a/4. С увеличением толщины пластинки для получения максимума   пластинку нужно передвигать ближе к боковой стенке. При заданных подмагничивающем поле и характеристиках феррита можно найти такую толщину пластинки, которая обеспечивает максимум   при расположении пластинки у самой стенки. Это широко используется для упрощения конструкции устройств и улучшения теплоотвода от пластинки.

6. Эффект "смещения поля" наблюдается в волноводах со сравнительно толстыми ферритовыми пластинками при намагничивании сильным поперечным полем Н₀. Суть явления заключается в том, что при одном направлении распространения феррит имеет магнитную проницаемость, поля заметно превышающую единицу, и концентрирует вблизи себя электромагнитное поле, а при обратном направлении распространения магнитная проницаемость феррита близка к единице, и феррит мало влияет на структуру поля. Разница в магнитных проницаемостях объясняется соображениями, изложенными в предыдущем пункте. На рис 18.5,а показано распределение амплитуд электрического поля в поперечном сечении волновода для распространения в сторону положительных z, а на рис. 18.5,б  в сторону отрицательных z.

7. В заключение отметим, что в устройствах с ферритами различие в их свойствах наблюдается не только при изменении направления распространения, но и при изменении направления постоянного магнитного поля Н₀ на обратное. По своему действию эти изменения равнозначны. Благодаря этому и использованию коммутируемых соленоидов для создания подмагничивающего поля Н₀ оказывается возможным построить быстродействующие вентильные, коммутирующие, разветвительные, развязывающие, поляризационные и другие узлы.

Основные элементы и узлы линий передачи. Симметрирующие устройства

1. Проблема симметрирования возникает при необходимости подключения устройств с симметричными выходными клеммами к устройствам с несимметричными входными клеммами, или наоборот. Напомним, что симметричным называется двухполюсный вход или выход многополюсника, напряжения на клеммах которого по отношению к телу нулевого потенциала (в дальнейшем  экрану) равны по величине и обратны по знаку. Таким образом, проблема симметрирования относится главным образом к устройствам, в которых используются электромагнитные волны типа ТЕМ, так как только для этих волн понятие напряжения может иметь смысл. В частности, двухпроводная линия с волной типа ТЕМ называется симметричной, если в каждом ее сечении напряжения проводов по отношению к экрану равны по величине и противоположны по знаку. При этом токи в проводах линии в каждом сечении также равны по величине и противоположно направлены.

 

 

Рис. 18.6. Несимметричное питание симметричного вибратора.

 

Непосредственное соединение симметричного и несимметричного устройств, как правило, недопустимо, ибо ведет к различным нарушениям в работе радиолинии. Например, непосредственное подключение к симметричному полуволновому вибратору коаксиального кабеля, как показано на рис 18.6, приводит к несимметричному распределению тока и заряда на вибраторе, к изменению его входного сопротивления (вибратор расстраивается), а также к появлению тока I_ф на наружной оболочке кабеля, который представляет собой разность противофазных токов, наведенных на оболочке кабеля полями от неодинаково возбужденных плеч вибратора.

Электромагнитное поле, излученное током Iф, искажает диаграмму направленности антенны, снижая ее КНД и к.п.д. в режиме передачи и уменьшая помехозащищенность радиолинии в режиме приема. Эти нежелательные последствия непосредственного соединения несимметричного кабеля с симметричной антенной называются антенным эффектом фидера. Антенный эффект возникает и в симметричной двухпроводной линии, когда она непосредственно подключается к несимметричному устройству или же несимметрично расположена относительно окружающих предметов. При этом токи в проводах линии будут разными, возникает разностный ток, который интенсивно излучает.

2. Симметрирующее устройство представляет собой четырехполюсник (рис. 18.7) с одной парой несимметричных и одной парой симметричных клемм. В дальнейшем будем рассматривать симметрирующие устройства с несимметричными входными и симметричными выходными клеммами.

Симметрирующее устройство обеспечивает получение на выходных клеммах равных и противофазных напряжений по отношению к экрану (в том числе и по отношению к экрану коаксиального кабеля  его наружной оболочке). Если теперь к симметричному выходу подключить нагрузку (антенну, линию передачи), имеющую электрическую симметрию относительно экрана, то токи в экране наводиться не будут, так как симметрично расположенные элементы этих нагрузок наведут на симметрично расположенных участках экрана равные по величине и противоположно направленные токи.

3. Симметрирующие устройства в виде элементов с сосредоточенными реактивностями применяются там, где сосредоточенные реактивности (катушки, конденсаторы, трансформаторы и т.п.) физически реализуемы, т.е. в диапазонах от длинных волн до дециметровых.

Рис. 18.7. Общая схема симметрирующего устройства.

 

Простейшим симметрирующим устройством рассматриваемого типа является симметрирующий трансформатор, схема которого показана на рис. 18.8,а. На этом же рисунке показаны эпюры напряжений по виткам первичной и вторичной обмоток. Между обмотками трансформатора прокладывается электростатический экран, который представляет собой незамкнутый виток фольги или однослойную обмотал, соединяемую одним концом с заземленной клеммой. Этот экран устраняет непосредственную емкостную связь между первичной и вторичной обмоткой, за счет чего витки вторичной обмотки, симметрично расположенные относительно ее середины, имеют одинаковую емкость по отношению к экрану.

На рис. 18.8,6 показано симметрирующее устройство, построенное на основе одиночного Т-звена с индуктивной настройкой. Из теории четырехполюсников известно, что если резонансная частота в  раз больше рабочей частоты, то напряжения на входе и выходе Т-звена (при отсутствии потерь в катушке и конденсаторах) равны по величине и обратны по знаку. Таким образом, клеммы А и Б симметричны относительно экрана.

Если  L>> , то U_АБ 2U_вх, и это симметрирующее устройство трансформирует сопротивление нагрузки ко входным клеммам в отношении 1:4. На аналогичном принципе работают и многозвенные симметрирующие устройства, которые имеют расширенную полосу пропускания по сравнению с однозвенными.

Однозвенные и многозвенные симметрирующие устройства имеют небольшие потери и поэтому широко применяются в передающих устройствах в диапазонах от ДВ до ДЦВ.  

 

 

Рис. 18.8. Симметрирующие устройства на элементах с сосредоточенными параметрами

4. Симметрирующие устройства, состоящие из отрезков коаксиальных линий, применяются в метровом и дециметровом диапазонах волн. Наиболее распространенные конструкции этою типа и их эквивалентные схемы показаны на рис. 18.9.

В линиях с гибкими коаксиальными кабелями широко применяется так называемое “U-колено”, показанное на рис. 18.9,а. В этом симметрирующем устройстве центральный провод питающего кабеля непосредственно подсоединяется к одной клемме симметричной нагрузки; к другой клемме напряжение подводится через отрезок коаксиального кабеля длиной  /2, где  = /  длина волны в кабеле.

Напряжения на клеммах 1 и 2 по отношению к экрану оказываются противофазными и равными по амплитуде, если пренебречь потерями в полуволновом отрезке кабеля. Из приведенной на рисунке эквивалентной схемы видно, что входное сопротивление симметрирующего устройства  , так как полуволновый отрезок линии не трансформирует сопротивлений, и сопротивление  оказывается включенным параллельно входным клеммам. Трансформация сопротивлений в отношении 1:4 оказывается полезной при питании петлевого вибратора, имеющего входное сопротивление около 300 Ом, коаксиальным кабелем с волновым сопротивлением 75 Ом.

U-колено является узкополосным устройством, так как при изменении частоты длина колена становится отличной от  /2 и противофазность напряжений на выходных клеммах нарушается.

На рис. 18.9,б показано симметрирующее устройство запирающего типа "четвертьволновый стакан". В этом устройстве стакан и наружная оболочка коаксиального кабеля образуют замкнутую на конце коаксиальную линию. Если ее длина  _ш= /4, то входное сопротивление  очень велико, высокочастотные токи не могут затекать на внешнюю поверхность наружной оболочки коаксиального кабеля и она оказывается изолированной от экрана. При этом токи через клеммы 1 и 2 нагрузки будут одинаковыми. Если пренебречь потерями, то входное сопротивление короткозамкнутого отрезка коаксиальной линии (шлейфа) равно

.

Оно быстро изменяется с частотой, поэтому "четвертьволновый стакан" является узкополосным симметрирующим устройством. Реактивность шлейфа иногда используется для компенсации реактивной составляющей сопротивления нагрузки.

Рис. 18.9. Симметрирующие устройства, состоящие из отрезков коаксиальных линии.

 

Симметрирующее устройство, сохраняющее симметрию в широкой полосе частот, образуется подключением к центральному проводу кабеля короткозамкнутого шлейфа, точно такого, как шлейф у наружной оболочки кабеля.    

 

Рис. 18.10. Симметрирующая при-                 Рис. 18.11. Симметрирующие пристав- ставка кольцевого типа.                                     ки из двухпроводных линии.

5. Симметрирующие приставки позволяют достаточно простыми средствами обеспечить симметрирование в метровом и дециметровом диапазонах волн. Принцип действия этих устройств поясним на примере кольцевой симметрирующей приставки, изображенной на рис. 18.10.

Наружная оболочка коаксиального кабеля и дополнительная трубка одинакового с ней диаметра образуют кольцо, разрезанное так, что длины полуколец, образованных кабелем и приставкой, точно равны. В разрезе кольца центральная жила кабеля соединена с приставкой. Симметричная нагрузка подключается к точкам 1 и 2 в разрезе наружной части кольца.

Ток, выходящий с внутренней поверхности наружной оболочки (экрана) коаксиального кабеля I_{э в точке} 1 разветвляется на ток I_н1 идущий в нагрузку, и на ток I₁, текущий но наружной поверхности экрана, причем I_э=I_н1+I₁. Ток во внутренней жиле коаксиального кабеля I_{вн в точке 2 складывается из тока} I_н2, вытекающего из нагрузки, и тока I₂ с наружной поверхности приставки, т.е. I_вн=I_н2+I₂. Как известно, в любом сечении коаксиального кабеля токи в центральном проводе и на внутренней поверхности экрана равны: I_вн=I_э. Отсюда

I_н1+I₁ = I_н2+I₂.

Токи I₁ и I₂ равны между собой благодаря геометрической симметрия кольца и подключаемой нагрузки. При этом из последнего равенства следует, что I_н1=I_н2, т.е. ток, входящий в нагрузку, и ток, выходящий из нее, равны. Таким образом, показано, что кольцевая симметрирующая приставка обеспечивает симметрирование независимо от длины плеч кольца, т.е. имеет по симметрирующему действию широкую полосу частот.

 

Рис. 18.12. Щелевые симметрирующие устройства.

Входное сопротивление приставки в точках 1-2, если пренебречь потерями в металле, чисто реактивное и приближенно равно входному сопротивлению завороченной двухпроводной линии длиной, равной длине полукольца. Это реактивное сопротивление сильно изменяется при изменении частоты. Если длина полукольца примерно равна  /4, то входное сопротивление приставки очень велико и мало влияет на входное сопротивление нагрузки.

Практически симметрирующие приставки выполняются в виде прямых стержней (рис. 18.11), которые вместе с верхней частью наружной оболочки кабеля образуют короткозамкнутый шлейф. Если провода этого шлейфа расположены симметрично но отношению к окружающим предметам и подключаемой нагрузке, то его симметрирующее действие будет таким же, как у рассмотренного выше кольца.

Симметрия шлейфа может нарушиться, если его провода окажутся расположенными не симметрично относительно окружающих предметов, что весьма вероятно при размещении симметрирующего устройства, к примеру, на борту самолета. Для устранения влияния окружающих предметов симметрирующий шлейф помещают в экранирующий металлический стакан (рис. 18.11), который снаружи может быть присоединен к окружающим металлическим предметам ("заземлен"").

6. Щелевые симметрирующие устройства применяются в сантиметровом и дециметровом диапазонах волн для питания полуволновых вибраторов с помощью жестких коаксиальных линий. Эскизы этих устройств показаны на рис. 18.12.

Как известно, продольные щели в наружной оболочке коаксиального кабеля не пересекаются линиями поверхностного тока и потому не возбуждаются. Для возбуждения продольных щелей в симметрирующих устройствах наружный и внутренний провода коаксиальной линии в области щели закорачиваются перемычкой П. При этом в кабеле возбуждается коаксиально-волноводная волна типа Н₁₁. Эта волна имеет продольную составляющую магнитного поля, которая создает на внутренней поверхности наружной оболочки кабеля поперечные токи, возбуждающие щель. Волна типа Н₁₁ быстро затухает при удалении от перемычки, так как диаметр кабеля выбирается меньше критического для этого типа волны. Если прорезать две продольные щели симметрично, то напряжения в щелях будут синфазными и одинаково направленными в пространстве (рис 18.12,б). При этом две половины разрезанной щелями наружной оболочки кабеля образуют двухпроводную линию.

На рис. 18.12,а доказано симметрирующее устройство с четвертьволновыми щелями. Его свойства такие же, как у симметрирующей приставки (см. рис. 18.11).

Симметрирующее устройство с полуволновыми щелями (рис. 18.12,б) получается из устройства с четвертьволновыми щелями. Такой отрезок кабеля имеет большое сопротивление как по основной волне в кабеле, так и по волне в двухпроводной линии и поэтому не нарушает симметрии возбуждения вибратора. Устройство с полуволновыми щелями более диапазонное, чем с четвертьволновыми. У него отсутствует излучение из открытого конца коаксиального кабеля, искажающее ДН вибратора. Это устройство имеет также ряд конструктивных преимуществ. Согласование питающего кабеля с вибратором производится подбором места включения короткозамыкающей перемычки.

Рис. 18.13. Симметрирующие устройства, построенные на основе плавных переходов.

Наружную оболочку кабеля щелевых симметрирующих устройств можно "заземлять" слева и справа от щелей. В целях устранения непосредственного излучения щелей щелевые симметрирующие устройства часто помещают в экран, в котором делают два отверстия, через которые выводят провода, подключаемые к нагрузке.

7. Симметрирующие устройства, построенные на основе плавных переходов, имеют ряд преимуществ по сравнению с рассмотренными выше устройствами, особенно по ширине полосы частот, в которой сохраняется симметрирующее действие и согласование с нагрузкой. Принципиальные конструктивные схемы этих устройств поясняются рис. 18.13. В устройстве с экранирующим диском (рис. 18.13,а) при диаметре диска в одну длину волны и более устраняется затекание токов на наружную оболочку коаксиального кабеля, так как электромагнитное поле, возбуждаемое выведенным наружу центральным проводом, почти полностью перехватывается диском. Плавный переход от диска к одному из проводов двухпроводной линии улучшает согласование и позволяет получить симметричное возбуждение двухпроводной линии при несколько меньшем диаметре диска, чем в случае прямого подсоединения провода к диску.

В устройстве, изображенном на рис. 18.13,б, переход от несимметричной волны ТЕМ в коаксиальном кабеле к симметричной волне ТЕМ в двухпроводной линии осуществляется косым срезом наружной оболочки коаксиального кабеля. Если длина среза составляет длину волны и более, то затекания токов на наружную поверхность кабеля практически не наблюдается.

Симметрирующие устройства, построенные на основе плавных переходов, находят применение в сантиметровом и дециметровом диапазонах, где их геометрические размеры, примерно равные длине волны, могут считаться приемлемыми.

Основные элементы и узлы линий передачи. Соединительные устройства

1. При соединении отрезков линий передачи и узлов требуются специальные соединительные устройства. Кроме того, если соединяются участки фидерного тракта с различными типами волн, то необходимы специальные переходные устройства, которые называются трансформаторами типов волн. Они также могут быть отнесены к числу соединительных устройств.

Наиболее общими специфическими требованиями ко всем соединительным устройствам являются:

 надежный электрический контакт по высокой частоте в месте соединения;

 минимум отражений электромагнитных волн в заданной полосе частот;

 минимальный уровень просачивания электромагнитной энергии через места соединения в окружающее пространство.

 

2. Неподвижные прямые соединения коаксиальных линий выполняются в виде высокочастотных штепсельных разъемов (фишек). На рис. 18.14 в качестве примера показан один из стандартных штепсельных разъемов для гибких коаксиальных кабелей. Этот разъем, предназначенный для применения в бортовых авиационный устройствах, имеет хотя и сложную, но надежную конструкцию. Герметизация обеспечивается резиновой прокладкой 1, а надежный электрический контакт  применением пружинных юбок 2 на внешнем и внутреннем проводах соединения.

3. Устройства для неподвижного прямого соединения волноводов называются фланцами.  

     

Рис 18.14. Штепсельный разъем для соединения коаксиальных кабелей:

1  уплотняющая резиновая прокладка; 2  контактные пружинные юбки; 3 центральная жила; 4  наружная оплетка; 5  защитное покрытое; 6  согласующие центрирующие шайбы; 7  высокочастотный диэлектрик.

 

У наиболее простых по устройству контактных фланцев (рис. 18.15) волноводы стягиваются винтами 1 и гладкими фланцами 3, несколько смещенными от плоскостей обреза 4; это обеспечивает плотность соединения и надежный электрический контакт между фланцами. Направляющие штифты 2 устраняют смещение волноводов.  

Рис. 18.15. Контактный фланец для соединения волноводов.

 

При частых сборках и разборках соединения простые контактные фланцы малонадежны. В этих случаях применяются контактные фланцы с мягкими (лепестковыми) прокладками или бесконтактные дроссельно-фланцевые соединения. Одна из конструкций последних показана на рис. 18.16. Соединение состоит из дроссельного фланца 4 и гладкого фланца 5. Для герметизации применяется резиновое кольцо 6. Плоскость 7 и гладкий фланец образуют плоскую радиальную линию, в которой распространяется волна типа ТЕМ, возбужденная продольными токами на широких стенках, разорванных зазором 1 между волноводами. Длина радиальной линии в вертикальном сечении  _1= /4. На конце этой линии в сечении 2 осуществляется гальванический контакт между фланцами. Кольцевая выточка между сечениями 2 и 3 является отрезком коаксиальной линии, затороченным на конце.

Длина этой линии  , где   длина волны коаксиально-волноводных колебаний типа Н₁₁. Именно эти колебания, как показано на рис. 18.16, возбуждаются в кольцевой выточке.

Нулевое сопротивление в сечении 3 четвертьволновой линией трансформируется в большое сопротивление в сечении 2, где при этом не требуется хорошего контакта. Это большое сопротивление четвертьволновым отрезком  ₁ вновь трансформируется в очень малое сопротивление на входе зазора 1. Идея дроссельного соединения, таким образом, заключается в том, что ненадежный гальванический контакт между торцами волновода заменяется надежным коротким замыканием, выполненным на расстоянии в полволны от места соединения торцов волновода.

Рис. 18.16. Дроссельно-фланцевое волноводное соединение.

Если между различными участками приемопередающего фидерного тракта требуется большая развязка (60 дБ и более), то к качеству гальванического контакта в сечении 2 предъявляются повышенные требования с тем, чтобы через него не просачивалась наружу электромагнитная энергия. Размеры  ₁ и  ₂ зависят от рабочей частоты:

 _{1 } /4,  , (18.8)

где  D =  _{кри11 } критическая длина волны колебаний типа Н₁₁ в выточке; D  диаметр средней окружности выточки. Ширина полосы пропускания рассмотренной конструкции тем больше, чем больше отношение у/х.

Если фланцы установлены недостаточно точно друг против друга, т.е. несколько сдвинуты или повернуты, то в кольцевой выточке кроме волны типа Н₁₁ возбуждается несимметричная волна типа Н₂₁, за счет которой возрастает отражение от соединения и уменьшается полоса пропускания. От этого недостатка свободны несколько более сложные дроссельно-фланцевые соединения с неполной кольцевой выточкой (рис. 18.17).

Рис. 18.17. Дроссельно-фланцевое волноводное соединение с неполной кольцевой выточкой.

4. Подвижные соединения позволяют смещать и поворачивать в небольших пределах одну часть фидерного тракта относительно другой. К числу подвижных соединений относятся гибкие волноводы. Они разделяются на два основных класса  нерезонансные и резонансные. Нерезонансные гибкие волноводы имеют или гофрированные стенки (рис. 18.18,а), или стенки, навитые спирально с зацеплением гусеничного типа (рис. 18.18,б). Последняя конструкция более совершенна, так как кроме изгиба обеспечивает скручивание.

Рис. 18.18. Гибкие волноводы.

Резонансный гибкий волновод (панцирный волновод) (рис. 18.18,в) состоит из последовательного ряда дроссельных секций 2, осуществляющих замыкание по высокой частоте в местах разрыва волновода. Зазоры между секциями обеспечивают возможность небольших смещений секций. Чем больше секций, тем больше может быть угол изгиба или скручивания. Дроссельные секции выполняются в виде шайб толщиной примерно  /4; при этом отражения волн, возникающие в соседних разрывах волновода, взаимно компенсируются. Шайбы крепятся в резиновом кожухе 1, обеспечивающем необходимую гибкость и герметичность. Панцирный волновод имеет повышенные потери за счет просачивания электромагнитной энергии в зазоры между секциями и поэтому всегда применяется в виде коротких отрезков. Для экранировки резонансного гибкого волновода применяется гибкая металлическая сетка.

В коаксиальных линиях подвижные соединения выполняются с помощью гибких кабелей. Эти кабели используются иногда и в качестве подвижных соединений между волноводами.

5. Волноводные уголки и изгибы (рис. 18.19) используются при изменении направления передачи электромагнитной энергии прямоугольным волноводом с волной типа Н₁₀ и соединяют прямые отрезки волноводов. Эти устройства выполняются как в виде отдельных узлов (и в этом случае имеют с обеих сторон фланцы), так и в виде изгибов цельного отрезка волновода.

Рис. 18.19. Волноводные уголки и изгибы.

Простейшим устройством для резкого изменения направления передачи является волноводный уголок. Уголки могут быть выполнены как в Е-, так и в Н-плоскости. Кроме того, уголки могут быть простые и двойные.

Реактивность, вносимая в волновод простым уголком любого типа, представляется эквивалентной схемой в виде Т-образного четырехполюсника с последовательными индуктивностями и параллельной емкостью (рис. 18.19,е). Уголки в плоскости Н (рис. 18.19,а, в) представляют в основном индуктивное сопротивление (проводимость В_C мала), а уголки в плоскости Е (рис. 18.19,б, г)  емкостную проводимость (сопротивление Х_L мало).

Простой уголок без компенсации (рис. ,18.19,д, б) в практических конструкциях применяется лишь в тех случаях, когда угол поворота в не превышает 30 40°.

Наиболее широко в узкополосных линиях передачи (с полосой 5 10%) применяется простой уголок с компенсацией (рис. 18.19,в, г). Подбором расстояния с всегда можно добиться компенсации отражений на средней длине волны диапазона. Диапазонные свойства простого компенсированного Е-плоскостного уголка несколько лучше, чем Н-плоскостного. По пропускаемой мощности соотношение качеств обратное.

Двойной уголок (рис. 18.19,д) имеет две разнесенные неоднородности. Поэтому имеется возможность подобрать расстояние L так, чтобы отражения от этих неоднородностей скомпенсировались в некоторой полосе частот.

Кроме уголков часто применяются Н и Е плоскостные изгибы (рис. 18.19,ж, з соответственно). Длина волны в изогнутом волноводе с достаточной для практики точностью может считаться равной длине волны в прямом волноводе. Волновое сопротивление изогнутого волновода больше волнового сопротивления прямого волновода. Различие тем больше, чем меньше радиус изгиба R. Коэффициенты отражения в сечениях А и Б имеют одинаковый модуль, а по фазе отличаются на  , так как в сечении А имеет место переход от меньшего волнового сопротивления к большему, а в сечении Б  от большего к меньшему. Поэтому для компенсации отражений от сечений А и Б расстояние L между ними, измеренное вдоль средней линии, должно быть кратным целому числу полуволн, так как при этом разность фаз за счет разности хода между отраженными волнами от сечений А и Б будет равна нулю.

Рис. 18.20. Волноводная скрутка.

6. Волноводные скрутки (рис. 18.20) используются для поворота плоскости поляризации (чаще всего на угол 45 или 90°). Длина волны в скрученном волноводе примерно такая же, как и в прямом, а волновое сопротивление несколько увеличено. Поэтому длина скрутки выбирается из тех же соображений, что и длина изгиба. Для работы в широкополосных .устройствах длина скрутки должна быть более 1,5 2 ₁₀.

7. Трансформаторы типов волн применяются для соединения участков линий передачи, в которых используются различные типы волн. Эти трансформаторы иногда называют возбуждающими устройствами.

На практике наиболее широко применяются семь типов волн: Н``<sub>10</sub>, Н`` ₂₀ и Н`` _{11 } в прямоугольном волноводе; Е°₀₁, Н° ₀₁ и Н° ₁₁ в круглом и волна ТЕМ. Соответственно количество применяемых на практике типов трансформаторов для указанных типов волн равно 21. Фактически применяется гораздо больше этих устройств, так как переход между двумя данными типами волн может осуществляться с помощью нескольких трансформаторов, основанных на различных принципах. Ниже рассматривается лишь несколько наиболее характерных конструкций этих устройств.

Основная идея конструирования переходов между линиями с различными типами волн состоит в том, что переход должен создавать электромагнитное поле, которое имеет такие же компоненты, как и поле необходимого типа волны, и по возможности не должен создавать (или создавать с малой интенсивностью) компоненты, не содержащиеся в нужном типе вола. Если последние все же возникают, то они должны быть отфильтрованы специальными фильтрами типов волн, которые усложняют конструкцию трансформаторов, снижают их электрическую прочность и полосу пропускания.

Трансформаторы типов волн, как правило, являются обратимыми элементами линий передачи, так что конструкция, обеспечивающая переход, скажем, Н``<sub>10</sub> Е° <sub>01</sub> , обеспечивает и обратный переход, т.е. Е° <sub>01</sub> Н`` _10.

8. Соединение коаксиальной линии с прямоугольным волноводом, показанное на рис. 18.21, является трансформатором типа ТЕМ-Н`` ₁₀ и относится к числу так называемых зондовых переходов.

Рис. 18.21. Зондовый коаксиально-волноводный переход.

В этом трансформаторе отрезок центральной жилы коаксиального кабеля длиной  является антенной в волноводе, излучающей электромагнитную энергию в волновод или отбирающей ее из волновода. Здесь поле необходимой волны типа Н`` ₁₀ имеет компоненты Н_х, Е_у, H_z. Зонд, перпендикулярный широкой стенке, создает поле с перечисленными компонентами и, кроме того, составляющие Е_х, Е_z небольшой амплитуды за счет искривления силовых линий в районе зонда. Если же зонд отклонен от вертикали на заметный угол, то указанные "паразитные" составляющие электрического поля и сопутствующего ему магнитного поля резко возрастут. Поля этих компонент, создающих волны высших типов, будут реактивными и отражения от перехода также резко возрастут.

На расстоянии z₀ от зонда, несколько меньшем  /4, волновод с одной стороны закорочен стенкой или поршнем. При этом волны, отраженные от стенки, при распространении вправо, сложатся в фазе с волнами, идущими вправо непосредственно от зонда (четверть волны до стенки, четверть волны обратно и поворот фазы на я при отражении от металлической стенки  итого 2 ). Подбирая  , z₀ а x₀, можно добиться хорошего согласования коаксиальной линии с волноводом в некоторой полосе частот. Если зонд расположен в середине широкой стенки (х₀=а/2), то согласование достигается при указанной величине z₀ и при   0,2 . Зондовые переходы наиболее просты, но они имеют узкую полосу пропускания и пониженную электрическую прочность за счет большой концентрации электрического поля на вершине зонда.

9. Трансформаторы типов волн с Т-вибратором (рис. 18.22) также относятся к числу переходов типа ТЕМ Н`` ₁₀. Они имеют полосу пропускания до 30% за счет того, что поперечный стержень обеспечивает равномерность и малую зависимость от частоты распределения тока на вертикальной части зонда. Электрическая прочность такой конструкции также велика.  

Рис. 18.22. Коаксиально-волноводный переход с Т-вибратором.

10. Клиновидный трансформатор типов волн ТЕМ Н`` ₁₀ показан на рис. 18.23.

В нем обычный прямоугольный волновод с помощью клиньев длиной (2 3) переходит в Н-образный волновод, имеющий пониженное волновое сопротивление. Зазор между клиньями в месте присоединения коаксиальной линии выбирается таким, чтобы волновые сопротивления волновода и линии были равны. Переход с клиньями является распределенной неоднородностью с малым уровнем отражений, поэтому он имеет почти такую же полосу пропускания, как и регулярный волновод.

Рис. 18.23. Клиновидный коаксиально-волноводный переход.

На аналогичном принципе построен один из переходов между волноводом и полосковой несимметричной линией (рис. 18.24). Здесь используется последовательность: прямоугольный волновод, П-образный волновод, полосковая линия.

11. Трансформатор типов волн Н`` _10 Н° ₁₁. Волны типа Н₁₀ в прямоугольном волноводе и Н₁₁ в круглом имеют весьма сходную конфигурацию поля. Поэтому наиболее естественным переходом для этих типов волн является переход с плавным изменением размеров и конфигурации поперечного сечения. Эскиз такого перехода показан на рис 18.25. Если длина перехода составляет примерно длину волны в волноводе или больше ее то его полоса пропускания равна полосе рабочих длин волн круглого волновода с волной типа Н₁₁. Размеры прямоугольного и круглого волноводов должны быть такими, чтобы в них в заданном рабочем диапазоне волн могли распространяться только низшие типы воли  Н₁₀ и Н₁₁ соответственно.

12. Трансформатор типов волн Н`` <sub>10</sub> Н`` ₂₀. В переходах от прямоугольного волновода с волной типа Н₁₀ к прямоугольному волноводу с волной типа Н₂₀ кроме согласования возникает проблема подавления волны типа Н₁₀ в широком волноводе. Требуется, чтобы мощность в ненужном типе волны не превышала долей процента мощности основной волны в рабочем диапазоне.

По электрическим характеристикам наиболее качественным переходом этого типа является плавный переход, эскиз которого показан на рис. 18.26,а. Прямоугольный волновод по узкой стенке расщепляется на два. Затем эти волноводы плавными скрутками разворачиваются и соединяются так, чтобы направления электрических векторов в их сечениях были противоположны, что и требуется для возбуждения волны типа Н₂₀. При точном выдерживании продольной симметрии волна типа Н₁₀ не возбуждается. Согласование в полосе частот порядка 50% достигается в переходах длиной (2 3) . Такие переходы сложны в изготовлении и дороги.  

Рис. 18.24. Клиновидный переход от             Рис. 18.25 Плавный трансформатор типов волн волновода к полосковой линии.                                 Н`` <sub>10</sub> Н`` _11.

Для работы в узкой полосе частот может быть применен более простой и компактный переход, показанный на рис. 18.26,б. В этом переходе связь между волноводом 1с волной типа Н₁₀ и волноводом 2 с волной типа Н₂₀ осуществляется с помощью двух отверстий, прорезанных в общей стенке волноводов: узкой  для волновода с волной типа Н₁₀ и торцевой  для волновода с волной типа Н₂₀. Отверстия возбуждаются поперечными токами, текущими по узкой стенке волновода с волной типа Н₁₀. Расстояние между отверстиями равно половине длины волны в волноводе с волной типа Н₁₀, поэтому поля, возбуждаемые отверстиями в волноводе с волной типа Н₂₀, противоположны по фазе, что обеспечивает возбуждение волны типа Н₂₀. Диафрагма 3 служит для согласования и обеспечения чистоты волны типа Н_20.

Рис. 18.26. Переходы между прямоугольными волноводами с волнами типов Н``<sub>10</sub> и Н`` _20.

13. Трансформатор типов волн Н`` <sub>10</sub> Н`` _11. Простейший способ возбуждения волны типа Н₁₁ в прямоугольном волноводе поясняется рис. 18.27. К прямоугольному волноводу с близкими размерами поперечного сечения а и б, в котором может распространяться волна типа Н₁₁, с торца присоединяется волновод с волной типа Н₁₀, причем так, что продольные оси обоих волноводов совпадают, а их главные плоскости развернуты на некоторый угол  . При таком способе соединения в большом волноводе возбуждаются волны типов Н₁₀ и Н₀₁, соотношение амплитуд которых зависит от угла  . Если а=б, то одинаковые интенсивности этих волн получаются при  =45°. При а б одинаковой интенсивности волн типов Н₁₀ и Н₀₁ всегда можно добиться подбором угла  .

Наложение полей волн типов Н₁₀ и Н₀₁ образует суммарную волну типа Н₁₁, структура электрического поля которой показана на рис. 18.27. Если размеры а и б большого волновода одинаковы, то изображенная на рис. 18.27 структура поля волны типа Н₁₁ остается одинаковой в любом сечении волновода. Разница в размерах а и б вызовет разность фазовых скоростей волн типов Н₁₀ и Н₀₁, что, в свою очередь, вызовет изменение структуры поля при переходе от одного сечения волновода к другому.

Рис. 18.27. Трансформатор типов                                     Рис. 18.28. Плавный переход между                                                                                                волн Н`` <sub>10</sub> Н`` ₁₁. прямоугольными волноводами                                                                                                  с волнами типов Н`` <sub>10</sub> и Н`` ₁₁.

Рассмотренный прямой переход имеет узкую полосу по согласованию даже при применении согласующей диафрагмы.

Согласование в широкой полосе частот может быть достигнуто плавным переходом от волны типа Н₁₀ к волне типа Н₁₁, как показано на рис. 18.28. Волна Н₁₀ в прямоугольном волноводе 1 плавным переходом 2 длиной в (1,5 2) переводится в волну типа Н₁₁ в квадратном волноводе 3.

14. Трансформатор типов волн Н`` _10 Е° ₀₁ находит широкое применение во вращающихся сочленениях, так как обеспечивает возбуждение в круглом волноводе волны типа E₀₁, все составляющие поля которой полностью симметричны относительно продольной оси волновода.

Конструктивно наиболее простым переходом от волны типа H₁₀ к волне типа Е₀₁ является переход, изображенный на рис. 18.29,б. Возможность возбуждения в круглом волноводе волны типа Е₀₁ с помощью показанного соединения круглого и прямоугольного волноводов под прямым углом объясняется наличием в месте перехода составляющей электрического поля, параллельной продольной оси круглого волновода. Так как переход не симметричен, то в круглом волноводе кроме волны Е₀₁ возбуждается волна типа Н₁₁, низшая по отношению к волне типа Е₀₁. Плоскость поляризации волны типа Н₁₁ я круглом волноводе содержит оси круглого и прямоугольного волноводов.

Волна типа Н₁₁ переносит довольно значительное количество энергии  1% и больше.

Для подавляющего большинства волноводных трактов современных радиотехнических устройств процентное содержание низших несимметричных типов волн во вращающихся сочленениях должно быть по мощности не более 0,1%. Столь высокую степень чистоты основного типа волны можно получить лишь с помощью специальных устройств, фильтрующих низшие типы волн.

Для фильтрации волны типа Н₁₁ в переходах от волны типа Н₁₀ к волне типа Е₀₁ в узкополосных устройствах применяются короткозамкнутые шлейфы в круглом волноводе (рис. 18.29,а). Как видно из рисунка, волны, идущие влево и вправо по круглому волноводу от места возбуждения, имеют противоположную фазу в равноотстоящих от перехода сечениях. Поэтому, если сделать длину шлейфа L кратной целому числу полуволн волны типа Е₀₁, то в круглом волноводе в направлении распространения прямая и отраженная волны сложатся, т.е. при этом будет обеспечено максимальное возбуждение волны типа E₀₁. Если одновременно выполнить условие кратности длины шлейфа нечетному числу четвертей длины волны в круглом волноводном шлейфе для волны типа Н₁₁, то в направлении распространения в круглом волноводе прямая и отраженная волны этого типа вычтутся, что обеспечивает минимум возбуждения волны типа Н_11.

Исходя из этих условий, составляются два уравнения, которые определяют оба размера шлейфа  длину и диаметр:

, n = 1, 2, 3, . . . (18.9)

Так как  ,то длина шлейфа должна быть такой, чтобы на ней укладывались одна полуволна для волны типа E₀₁ и три четверти длины волны для волны типа Н₁₁, т.е. необходимо взять n=1 и m=1. Указанные выше условия можно выполнить и при больших значениях n и m, однако диапазонность перехода резко падает при увеличении длины шлейфа.

Рис. 18.29. Трансформаторы типов волн Н`` _10 Е° _01.

Шлейфовые переходы к волне типа Е₀₁ являются узкополосными устройствами из-за большого объема резонансной камеры, которую представляет собой шлейфовый фильтр.

Более широкополосными и в то же время более компактными являются переходы к волне типа Е₀₁ с резонансным кольцом в качестве устройства для фильтрации волны типа Н₁₁. Эскиз перехода с резонансным кольцом показан на рис. 18.29,в. Круглый волновод соединяется с прямоугольным по верхней широкой стенке. Нижняя широкая стенка прямоугольного волновода одновременно является дном круглого волновода.

Подавление волны типа Н₁₁ в круглом волноводе осуществляется с помощью резонансного фильтрующего кольца, принцип действия которого поясняется рис. 18.29,г. Силовые линии электрического поля волны типа Е₀₁ везде перпендикулярны кольцу, а силовые линии магнитного поля параллельны ему, поэтому волна типа E₀₁ при точной центровке кольца не возбуждает в нем токов и кольцо практически не влияет на прохождение волны типа Е₀₁. Прямоугольный волновод возбуждает в круглом волноводе кроме волны типа Е₀₁ волну типа Н₁₁ с ориентацией электрического поля, показанной на рис. 18.29,г. Поле волны типа Н₁₁ имеет составляющие электрического поля, касательные кольцу, и возбуждает в нем токи (пунктир на рис. 18.29,г). Если длина кольца примерно равна длине волны в воздухе, в нем наступает резонанс тока. Токи в кольце возбуждают в волноводе также волну типа Н₁₁ с фазой поля, сдвинутой на  по отношению к фазе возбуждающего поля. Поэтому за кольцом в круглом волноводе возбуждающее и “переизлученное” поля волн типа Н₁₁ взаимно уничтожаются, что обеспечивает высокую степень чистоты волны типа Е_01.

Крепление кольца осуществляется с помощью металлических стержней, припаиваемых к кольцу и стенкам волновода так, как это показано на рис. 18.29,г. Стержни располагаются перпендикулярно диаметральному вектору напряженности электрического поля волны типа Н₁₁ и поэтому не влияют на ее распространение и на резонансное свойства кольца. Эти стержни создают небольшие отражения волны типа Е₀₁, которые легко компенсируются согласующими устройствами.

Рассмотренные примеры далеко не исчерпывают все возможные способы возбуждения волны типа Е_01.

15. Трансформатор типов волн Н`` _10 Н° ₀₁ используется в линиях передачи электромагнитной энергии на большие расстояния и во вращающихся сочленениях.  Как было отмечено, возбуждение волны типа Н₀₁ в чистом виде является очень сложной задачей, так как при выполнении условий распространения волны типа Н₀₁ в волноводе могут также распространяться волны типов Н₁₁, Е₀₁, Н₂₁ и Е_11.

Рис. 18.30. Переход Саусворта.

 

Наиболее совершенным по согласованию и чистоте волны типа Н₀₁ является переход Саусворта, схематически изображенный на рис. 18.30. В нем переход к волне типа Н₀₁ осуществляется путем постепенного изменения конфигурации поперечного сечения прямоугольного волновода с волной типа Н₂₀ к круглому волноводу. Для работы в широкой полосе частот длина перехода должна быть около полутора-двух длин волн в прямоугольном волноводе с волной типа Н₂₀. Диапазонное возбуждение волны типа Н₂₀ в чистом виде в прямоугольном волноводе может быть осуществлено с помощью перехода, показанного на рис. 18.26,а.

Разработано довольно много способов непосредственного возбуждения волны типа Н₀₁ в круглом волноводе с помощью прямоугольного волновода с волной типа Н₁₀. Многие из этих способов позволяют получить более компактную конструкцию, чем переход Саусворта, однако их диапазонность по согласованию и особенно по чистоте волны типа Н₀₁ меньше, чем у перехода Саусворта.

Основные элементы и узлы линий передачи. Вращающиеся сочленения

1. Назначение вращающихся сочленений состоит в обеспечении невозмущенной передачи электромагнитной энергии (без модуляции за счет вращения) при непрерывном круговом вращении одной части фидерного тракта относительно другой. Вполне естественно поэтому, что во вращающихся сочленениях используются в основном круглые волноводы и коаксиальные линии с типами волн, поля которых имеют осевую симметрию относительно продольной оси волновода (Е^O₀₁, Н₀₁,  ТЕМ и др.)

 

2. Коаксиальные вращающиеся сочленения изготавливаются из отрезков жестких коаксиальных линий.

Разработаны два основных типа коаксиальных вращающихся сочленений:

1) контактное, которое применяется при малых скоростях вращения и низких уровнях мощности в метровом, дециметровом и сантиметровом диапазонах радиоволн, а также в подвижных соединениях (с малым углом поворота) жестких коаксиальных линий передачи;

2) бесконтактное (дроссельное), применяющееся при больших скоростях враще­ния и всех уровнях мощности в дециметровом и сантиметровом диапазонах.

3. Бесконтактные (дроссельные) коаксиальные вращающиеся сочленения. Один из вариантов бесконтактного вращающегося сочленения показан на рис. 18.31. Принцип работы этого сочленения такой же, как у дроссельного фланца (см. п. 3 § 18.4); электрическое короткое замыкание в кольцевых разрывах внешнего и внутреннего про­водов коаксиальной линии (сечение А) получается трансформацией четвертьволновыми коаксиальными отрезками 1, 2 и 1', 2' гальванического замыкания в сечениях Б а В. Надежность трущихся контактов 3 при этом не играет существенной рели, в частно­сти в этих местах вообще может не быть гальванического контакта.

Рис. 18.31. Бесконтактное коаксиальное дроссельное вращающееся сочленение.

Рис. 18.32. Волноводное вращающееся сочленение с волной типа Е01.

Необходимость в отрезках линий длиной четверть волны ограничивает примене­ние дроссельных сочленений диапазоном дециметровых и сантиметровых волн и, кро­ме того, обусловливает малую ширину полосы пропускания сочленения. Следует иметь в виду, что наличие дросселей, особенно во внутреннем проводе, приводит к уменьше­нию максимально возможной передаваемой мощности.

4. Вращающиеся волноводные сочленения с симметричными волнами должны содержать переход от прямоугольного волновода с волной типа Н₁₀ к круглому с сим­метричной волной, переход от круглого волновода снова к прямоугольному и устрой­ство, которое обеспечивает вращение одной части круглого волновода относительно другой вез нарушения условий распространения симметричных волн в круглом волно­воде.

Волна типа Е₀₁ в круглом волноводе создает интенсивные продольные поверхно­стные токи. Поэтому в сочленениях с волной типа Е₀₁ требуются дроссельные соеди­нения.

Для вращающихся сочленений с волной типа Н₀₁ в дроссельных секциях нет не­обходимости, так как этот тип волн не создает в волноводе продольных поверхностных токов.

5. Вращающееся волноводное сочленение с волной типа Е^O₀₁ показанона рис. 18.32 в продольном сечении. В нем используются трансформаторы волн Н₁₀ Е^O

₀₁ с шлейфовыми фильтрами для волны типа Н^O_11.

В местах перехода от круглого волновода к прямоугольному возникают отраже­ния как волны типа E₀₁, так и оставшейся неотфильтрованной волны типы Н₁₁. Если расстояние L между переходами кратно целому числу половин длины волны в волно­воде для волны типа E₀₁ или Н₁₁, то для волны соответствующего типа вращающееся сочленение будет являться настроенным объемным резонатором. Резонанс во враща­ющемся сочленении вреден, так как полоса пропускания резонансной системы мала, однако при резонансе условия передачи электромагнитной энергии несколько улучша­ются. Поэтому резонанс для волны типа Е₀₁ не является столь опасным как для волны типа Н₁₁. При резонансе вращающегося сочленения для волны типа Н₁₁ получается усиление этого типа колебаний и паразитная модуляция при вращении может оказать­ся ярко выраженной несмотря на то, что переход к волне Е₀₁ сам по себе обеспечивает достаточно хорошую фильтрацию волны типа Н₁₁.

Таким образом, длина сочленения L не может быть произвольной и должна быть, во первых, кратна целому числу полуволн в волноводе для волны типа Е₀₁

,n = 1, 2, 3, ...,

и, во-вторых, по возможности точнее удовлетворять условию кратности нечетному чис­лу четвертей длины волны для волны типа Н₁₁

, n=l, 2, 3, ...,

которое обеспечивает гашение волны типа Н₁₁.

Чем меньше длина сочленения, тем менее ярко выражены его резонансные свойст­ва и тем шире полоса пропускаемых частот. Однако слишком малое расстояние между входным и выходным прямоугольными волноводами приведет к непосредственной связи между ними. При вращении связь будет изменяться и условие независимости передачи электромагнитной энергии от угла поворота нарушится. Установлено, что для устране­ния непосредственной связи расстояние L должно быть не менее (1-2)  .

Рис. 18.33. Коаксиально-волноводное вращающееся сочленение.

Для обеспечения вращения одной части сочленения относительно другой круглый волновод разрезается перпендикулярно оси. Короткое замыкание в месте разреза для продольных токов осуществляется с помощью дроссельного соединения, которое действует точно так же, как дроссельное соединение на наружном проводе коаксиальной линии в коаксиальном вращающемся сочленении (см. п. 3).

6. Коаксиально-волноводное вращающееся сочленение состоит из двух переходом от волновода к коаксиальной линии и коаксиальной линии между ними. Вращающееся соединение осуществляется в коаксиальной линии. Размеры коаксиальной линии под­бираются так, чтобы в ней могла распространяться только основная волна типа ТЕМ.

Рис. 18.34. Вращающееся сочленение с волной круговой поляризации.

На рис. 18.33 показана конструкция компактного коаксиально-волноводного вра­щающегося сочленения, использующего, с одной стороны, зондовый переход, а с другой - переход с Т-образным вибратором. В этой конструкции дроссельная секция необходима лишь для внешнего провода коаксиальной линии. Шарик на конце зонда служит как для расширения полосы пропускания, так и для увеличения пропускаемой мощности.

7. Вращающееся сочленение с волной  круговой поляризации имеет то достоинство, что в нем не возникает проблемы подавления воли низших типов Бла­годаря осевой симметрии круглого волновода поле круговой поляризации в нем не изменяется при вращении волновода вокруг продольной оси.

На рис. 18.34 показана схема одного из широкополосных вращающихся сочлене­ний с круговой поляризацией. Сочленение состоит из двух одинаковых секций, соединенных бесконтактным вращающимся сочленением 5. Каждая секция включает прямо­угольный волновод 1 (9) с волной типа H₁₀, плавный переход 2 (8) к круглому волно­воду с волной типа Н₁₁ и секцию дифференциального фазового сдвига, состоящую из круглого волновода 3 (6) и тонкой диэлектрической пластинки 4 (7).

На выходе плавного перехода 2 получается волна типа Н₁₁, диаметральный век­тор которой имеет такую же поляризацию, как и в прямоугольном волноводе. Диэлек­трическая пластинка наклонена к этому вектору (и к плоскости широкой стенки пря­моугольного волновода 1) под углом 45^о.

Поле волны типа Н₁₁ можно представить как сумму двух взаимно перпендикуляр­ных синфазных полей волн типа Н₁₁ с вектором Е, перпендикулярным пластинке, и вектором Е_||, параллельным пластинке. Поле с вектором Е_|| распространяется с не­сколько меньшей фазовой скоростью, чем поле с вектором Е, из-за того, что плас­тинка по отношению к волне с вектором Е_|| находится в максимуме электрического поля. Дифференциальный (разностный) сдвиг фаз этих волн зависит от длины и тол­щины пластинки и от материала, из которого она сделана. На выходе поляризатора дифференциальный фазовый сдвиг должен быть равен p/2 для получения круговой поляризации. Подбором толщины и материала пластинки можно добиться, что такой сдвиг получится при длине пластинки в полволны. Отражения от концов пластинки при этом компенсируются. Клиновидный скос пластинок уменьшает уровень отражений от концов, что способствует расширению полосы пропускания по согласованию.

При указанном на рис. 18.34 расположении пластинки и распространении электро­магнитных волн слева направо линейная поляризация преобразуется в круговую пра­вого вращения. Действительно, поле вращается в сторону отстающей по фазе компо­ненты, которой является в этом случае Е_||.

Полученное поле круговой поляризации без искажений проходит по отрезку круг­лого волновода с дроссельным вращающимся соединением на вход поляризатора 6 с пластинкой 7. Эта пластинка также повернута на 45^о относительно плоскости широ­кой стенки волновода 9, только в другую сторону по сравнению с относительным по­воротом пластинки 4 и волновода 1.

При любом угле поворота правой секции сочленения относительно левой поле вра­щающейся поляризации, набегающее слева, можно представить в виде суперпозиции полей с электрическим вектором Е'_||, параллельным пластине 7, и E', перпендику­лярным ей. Эти поля распространяются вправо с разной фазовой скоростью.

Пластинка 7 точно такая же, как и пластинка 4. Поэтому поле с вектором Е'_|| задерживается по фазе на p/2 относительно поля с вектором Е'. Так как на входе пластинки 7 поле имеет поляризацию правого вращения, то опережающей составляющей на входе будет Е'_­||. Будучи задержанной пластинкой по фазе на p/2 относительно составляющей Е', она на выходе пластинки будет иметь такую же фазу, что и Е'. Эти две синфазные составляющие образуют вместе поле Н^O₁₁ линейной поляриза­ции с диаметральным вектором, перпендикулярным широкой стенке прямоугольного вол­новода. Плавным переходом 8 волна типа Н^O₁₁ переводится в волну типа Н₁₁

Таким образом, при любом относительном положении левой и правой секций элек­тромагнитная энергия из левого прямоугольного волновода полностью (если не считать потерь в диэлектрике пластин и в металле) переходит в прямоугольный волновод пра­вой секции. Точно так же будет при передаче справа налево. 

Можно показать, что если принять разность фаз колебаний на выходе волновода 9 и на входе волновода 1 при положении пластин, изображенном на рис. 18.34, за нуль, то при повороте одной части сочленения относительно другой на угол a(в про­странстве) эта разность фаз изменяется на величину 2a.

8. Вращающееся сочленение с волной типа Н^O₀₁ обладает тем достоинством, что в месте разреза круглого волновода (для обеспечения вращения) нет необходимости ус­танавливать дроссельное вращающееся соединение, поскольку волна типа Н^O₀₁ не создает на стенках волновода продольных токов. Однако сложной задачей является обеспечение чистоты волны типа Н^O₀₁ при ее возбуждении. Поэтому такие вращающиеся сочленения применяются в основном там, где требуется широкая полоса пропускания.

Основные элементы и узлы линий передачи. Фазирующие и поляризационные устройства

1. Функции, выполняемые фазирующими устройствами в линиях передачи, заключаются в следующем:

- плавное или дискретное изменение фазы колебании в одном сечении линии передачи относительно фазы колебаний в другом сечении этой же линии или в одном канале фидерного узла относительно фазы колебаний в другом канале узла; устройства, выполняющие эту функцию, называются фазовращателями;

- создание фиксированного или изменяемого дифференциального (разностного) сдвига фаз колебаний, распространяющихся по линии передачи в противоположных направлениях;

- создание фиксированного или изменяемого дифференциального сдвига фаз колебаний разных типов волн;

- создание фиксированного или изменяемого дифференциального сдвига фаз колебаний разных поляризаций.

Устройства, выполняющие три последние функции, называются секциями дифференциального фазового сдвига.

В ряде случаев фазирующие устройства используются для автоматического ила неавтоматического поддержания заданной разности фаз при изменении внешних условий.

2. Принципы работы фазирующих устройств, используемые в настоящее время, можно свести к двум основным:

- изменение электрической длины отрезка линии передачи Q=2pl/L, где l- геометрическая длина отрезка линии, а L- длина волны колебании в этом отрезке;

- включение в линию передачи сосредоточенной реактивности (в общем случае - изменяемой).

Применительно к волноводам выражение для электрической длины имеет вид

,(18.10)

где l_кр- критическая длина волны волновода, зависящая от типа волны и поперечного размера волновода; l₀- длина волны в свободном пространстве и l-длина волны в неограниченной среде, имеющей такие же параметры e_r и m_r, что и среда, заполняющая волновод. Если волновод в поперечном сечении заполнен диэлектриком или магнитным материалом частично, то e_r и m_r есть эффективные проницаемости, т.е. проницаемости некоторой среды, сплошь заполняющей волновод и обеспечивающей такую же фазовую скорость, как реальная среда при частичном заполнении.

Из выражения (18.10) видно, что при неизменной частоте колебаний (l₀=const) электрическую длину отрезка линии можно изменять изменением его геометрической длины l, изменением критической длины волны l_кр (за счет изменения размеров поперечного сечения), изменением эффективных значений диэлектрической e_r и магнитной m_r проницаемостей за счет введения в волновод диэлектрической или napa-либо диамагнитной пластинок. Фазовращатели, основанные на этих принципах, называются механическими.

Управление электрической длиной можно осуществлять также изменением эффективных проницаемостей e_r и m_r за счет приложения внешних постоянных (медленно меняющихся) электрических или магнитных полей к расположенным внутри волновода пластинкам, электрические параметры которых зависят от величины и направления приложенных внешних полей. Фазовращатели, использующие управление такого типа, называются электрическими.

К электрическому способу управления фазой относится также управление за счет изменения длины волны l₀ (рабочей частоты) колебаний.

Механические фазовращатели имеют большую точность установки фазы и малую ее зависимость от внешних условий по сравнению с электрическими. Достоинством электрических фазовращателей является возможность получения высоких скоростей изменения фазы - до нескольких десятков мегагерц (вместо сотен герц для механических фазовращателей).

3. Механические фазовращатели «тромбонного» типа реализуются в виде отрезка волновода переменной длины (рис. 18.35). Если l - максимальная длина хода подвижной части, то наибольшее изменение фазы определится величиной 2 l, которую и нужно подставить в формулу (18.10) вместо l.

Рис. 18.35. Механический фазо-                      Рис. 18.36. Сжимная волновод-

вращатель «тромбонного» типа:                                             ная секция.

1 - неподвижные секции волноводного тракта;

2 - подвижная секция; 3 - скользящие контакты.

Фазовращатели «тромбонного» типа находят широкое применение и в коаксиальных линиях.

4. Сжимная секция прямоугольного волновода с волной типа H₁₀ показана на рис. 18.36. На участке волновода длиной l по средней линии обеих широких стенок прорезаются продольные щели шириной d. Это дает возможность приложением внешних сил Р к узким стенкам волновода в середине выбранного участка сжимать волновод. При снятии сжимающей силы волновод выпрямляется силами упругости материала стенок волновода. Для обеспечения заметного сдвига фазы при приемлемых значениях длины секции продольные щели приходится делать достаточно широкими. При этом излучение щелей становится заметным. Для предотвращения излучения из щелей, а также в целях герметизации волноводного тракта щели обычно запаивают гибкими пластинками, которые в поперечном сечении имеют вид одной полуволны гофра (на рисунке не показано).

При отсутствии сжимающей силы волновод на всей длине секции имеет одинаковую ширину a₀. При полном сжатии ширина волновода изменяется от a₀ у краев щели до a₀-d в середине. Для расчетов вводят понятие эффективной ширины волновода a_э. Это есть ширина одинаково по всей длине сжатой секции, которая обеспечивает такой же фазовый сдвиг, что и неравномерно сжатая секция. Обычно а_эмин на 20-30% больше а₀-d.

Максимальный фазовый сдвиг y_макс, который может обеспечить сжимная секция, рассчитывается с помощью выражения (18.10), в котором нужно положить e_r=1,m_r=1 (волновод заполнен воздухом), l₀=l и l_кр=2а.

Электрическая длина несжатой секции равна

,

а полностью сжатой секции

,

Максимальный фазовый сдвиг равен

.(18.11)

При сжимании волновода величина y принимает отрицательные значения. Это означает, что при сжатии секция обеспечивает получение опережающего сдвига фазы.

5. Механический фазовращатель с диэлектрической пластинкой показан на рис. 18.37. Пластинка 2 из материала с e_r>1 и с малыми потерями с помощью керамических стержней 3 может перемещаться от стенки волновода с волной типа Н₁₀ до его середины. Когда пластинка находится у стенки волновода, она практически не влияет на распространение электромагнитных волн в волноводе. Если поместить пластинку в середине волновода, то она окажется в пучности электрического поля, заметно увеличивая его индукцию (уменьшая напряженность). Это эквивалентно тому, что как будто бы волновод на участке с пластиной оказался заполненным сплошной средой с некоторой эффективной диэлектрической проницаемостью e_rэ>1, причем e_r>e_rэ. Величина e_rэ при перемещении пластинки от стенки к середине волновода изменяется от единицы до некоторой максимальной величины, что, как видно из выражения (18.10), приводит к плавному увеличению электрической длины.

Рис. 18.37. Механический фазовращатель с диэлектрической пластинкой:

1 - волновод; 2 - диэлектрическая пластинка; 3 - керамический стержень.

Для улучшения согласования длина пластинки выбирается примерно кратной целому числу половин длины волны в волноводе, а края ее скашиваются на клин.

6. Фазовращатели электрического типа конструируют, размещая в волноводе СВЧ ферриты, подмагничиваемые внешним постоянным магнитным полем. Применяется как продольное, так и поперечное подмагничивающее поле (см. § 18.2). При изменении величины внешнего подмагничивающего поля изменяется магнитная проницаемость m_r феррита, что, как видно из выражения (18.10), ведет к изменению электрической длины участка волновода, в котором размещен феррит.

7. Секции дифференциального фазового сдвига для волн противоположного направления распространения используют обычно эффект необратимого фазового сдвига в продольно- или поперечно-намагниченных ферритах (см. п. 5 § 18.2). Необратимый фазовый сдвиг будет иметь место только в том случае, если на участке волновода, где расположен феррит, возбуждаются волны круговой поляризации, направление вращения которых вокруг оси, совпадающей с направлением подмагничивающего поля, изменяется при изменении направления распространения электромагнитных волн. В поперечно-намагниченных ферритах, используемых в прямоугольных волноводах, это достигается правильным размещением пластинки относительно узких стенок волновода. Продольно-намагниченные ферриты должны быть расположены вдоль оси круглого или квадратного волноводов, в которых возбуждается поле круговой поляризации. Поле круговой поляризации создается с помощью специальных поляризационных устройств, одно из которых было рассмотрено в § 18.5, п. 7.

Для расчета дифференциального фазового сдвига Dy предположим, что длина отрезка волновода с ферритом равна l и что при распространении волны слева направо в феррите возбуждается волна круговой поляризации левого вращения, при которой участок волновода с ферритом будет иметь некоторую эффективную магнитную проницаемость m_r- и электрическую длину  ; при распространении справа налево эффективная магнитная проницаемость будет равна m_r+, а электрическая длина  . При этом с помощью выражения (18.10) получим

.(18.12)

Часто секции такого типа применяются для получения фиксированного дифференциального фазового сдвига, например p/2 или p. В этих случаях для создания внешнего магнитного поля вместо соленоида можно использовать компактный постоянный магнит.

8. Секции дифференциального фазового сдвига для волн перпендикулярной поляризации основаны обычно на применении вставок в волноводе, избирательно влияющих на скорость распространения электромагнитных волн, электрическое поле которых параллельно (Е_||) или перпендикулярно (E_^,) вставкам (обычно -пластинкам). Пример конструктивного выполнения и применения такой секции уже был рассмотрен в § 18 5, п. 7 применительно к волне типа Н^O₁₁.

Эскиз секции дифференциального фазового сдвига для волн типа H₁₀ и Н₀₁ в квадратном волноводе показан на рис. 18.28. Здесь используется тонкая диэлектрическая пластинка 4 с e_r >1 и с внутренними скосами для улучшения согласования. Для волны типа H₁₀ пластинка параллельна электрическому вектору и находится в пучности электрического поля. При этом эффективное значение e_rэ>1. Для волны типа Н₀₁ пластинка перпендикулярна силовым линиям электрического поля и благодаря малой толщине почти не влияет на фазовую скорость этой волны. Таким образом, для волны типа H₀₁e_rэ»1. За счет разности в e_rэ для волн типа Н₁₀ и Н₀₁ и создается дифференциальный фазовый сдвиг.

Рис. 18.38. Секции дифференциального фазового сдвига для волн перпендикулярной поляризации в круглом волноводе:

1 - волновод с волной типа Н₁₁, 2 - металлические вставки;

3 - металлические штыри.

В последнее время в секциях дифференциального фазового сдвига все шире стали применяться металлические вставки и штыри, которые обеспечивают меньшие потери и большую пропускаемую мощность, чем диэлектрические. Их недостатком является сложность изготовления и настройки.

На рис. 18.38 показаны эскизы секций с металлической вставкой (рис. 18.38,а) и со штырями (рис. 18.38,б - для Dy=p/2 и рис. 18.38,e - для Dy=p) применительно к круглому волноводу с волной типа Н₁₁. Аналогичные устройства могут быть использованы и в секциях с квадратным волноводом.

Продольные металлические вставки в случае, когда их плоскость параллельна электрическому вектору (рис. 18.38,д), увеличивают критическую длину волны волновода так же, как продольные гребни в П- и Н-волноводах. При перпендикулярной поляризации электрического вектора (рис. 18.38,г) критическая длина волны изменяется очень мало и тем меньше, чем тоньше вставки. Как видно из выражения (18.10), разность в критических длинах волн позволяет получить дифференциальный фазовый сдвиг Dy=Q_||-Q_^.

Для улучшения согласования на концах вставок делаются ступеньки или клиновидные скосы.

Металлические штыри, поставленные по диаметру круглого волновода с волной типа H₁₁, при параллельной поляризации электрического вектора, являются сосредоточенной реактивностью с индуктивным сопротивлением, благодаря чему электромагнитное поле в сечении волновода, где расположен штырь, получает опережение по фазе. Для улучшения согласования обычно ставят несколько стержней, отражения от которых компенсируют друг друга. Кроме того, увеличение числа штырей диктуется и необходимостью получения больших фазовых сдвигов, так как один штырь создает фазовый сдвиг не более 50-60°. На распространение волн перпендикулярной поляризации штыри практически не оказывают никакого влияния,

Дифференциальный фазовый сдвиг для волн перпендикулярной поляризации может быть получен и в волноводах без вставок. Например, если прямоугольный волновод с разными размерами сторон поперечного сечения а и b допускает распространение волн типа H₁₀ и H₀₁ (см. рис. 18.27), то в отрезке такого волновода длиной l можно получить дифференциальный фазовый сдвиг

.(18.1З)

9. Поляризационные устройства используются для преобразования волн линейной поляризации в эллиптически поляризованные волны, и наоборот. Они делятся на механические и электрические, причем в последних используются в основном ферриты.

В волноводной технике применяются поляризационные устройства, преобразующие волну линейной поляризации типа H₁₀ в прямоугольном волноводе в волну круговой поляризации типа Н₁₁ в круглом или прямоугольном волноводе. 

Они содержат трансформаторы волн Н1₁₁-Н^O₁₁ или Н1₁₀-Н1₁₁ (см. § 18.4, пп. 11 и 13 соответственно) и секцию дифференциального фазового сдвига для волн перпендикулярной поляризации. Трансформатор волн Н1₁₀-Н^O₁₁ располагается по отношению к круглому волноводу таким образом, чтобы диаметральный электрический вектор волны типа Н^O₁₁ составлял угол примерно 45° по отношению к плоскости, в которой расположена пластина или другая замедляющая структура (см. рис. 18.34), с тем, чтобы полученные в результате расщепления секцией взаимно перпендикулярные волны типа Н^O₁₁ имели примерно равные амплитуды.

Для получения волн круговой поляризации секция дифференциального фазового сдвига должна обеспечить сдвиг по фазе Dy=p/2. Необходимые для этого параметры секции могут быть найдены с помощью уравнения

Dy = Q_||-Q_^ = p/2,

где Q_|| и Q_^ определяются выражением (18.10).

Фазовый сдвиг p/2 можно получить с помощью штыревой секции, содержащей всего два штыря, расположенные на расстоянии примерно L/4 друг от друга (рис. 18.38,б).

10. Выше были рассмотрены фазирующие и поляризационные устройства простейших типов. На практике, однако, применяются и гораздо более сложные устройства для выполнения тех же функций, но с лучшими характеристиками - повышенной точностью, большей полосой пропускания, удобством управления фазой или поляризацией и т.п.

К таким сложным устройствам относится фазовращатель, использующий вращающееся сочленение с круговой поляризацией волны типа Н^O₁₁. В § 18.5, п. 7 было указано, что при повороте одной части сочленения относительно другой на угол a фаза колебаний на выходе сочленения изменяется на 2a. Недостатком этого сочленения как фазовращателя является необходимость вращения одного прямоугольного волновода относительно другого.

11. Фазовращатель Фокса (рис. 18.39) также основан на том, что фазовый сдвиг получается вращением одного участка линии передачи относительно другого. Элементы 1-4 слева и 6-9 справа неподвижны друг относительно друга и являются поляризационными устройствами, преобразующими поле линейной поляризации волны типа Н1₁₀ в поле круговой поляризации Н^O₁₁ и обратно, такими же, как во вращающемся сочленении, изображенном на рис. 18.34. В фазовращателе Фокса фазосдвигающие пластины 4 и 7 параллельны друг другу. Между поляризационными устройствами находится вращающаяся вокруг оси секция 10 дифференциального фазового сдвига на p (называемая D180°), представляющая собой круглый волновод с волной типа Н₁₁. В разрывах 5 к 12 круглого волновода должны быть установлены вращающиеся соединения дроссельного тира. Фазосдвигающие элементы 4, 7 я 11 могут быть любого типа - металлические или диэлектрические пластинки, штыри и т.п. Конструкция секции D180°, использующая штыри, изображена на рис. 18.38.в.

Рис. 18.39. Фазовращатель Фокса.

Рассмотрим принцип действия фазовращателя, считая, что электромагнитные волны распространяются слева направо. Волны линейной поляризации в сечениях I и II секцией 3 преобразуются в волны типа Н^O₁ круговой поляризации правого вращения. Секция 10 изменяет направление вращения волн круговой поляризации на обратное, а секция 6 преобразует эти волны в волны линейной поляризации(Н^O₁₁- в сечении V и Н1₁₀- в сечении VI).

Фазовый сдвиг колебаний в сечении VI (Е^VI) относительно фазы колебаний в сечении I (Е^I) зависит от углового положения пластины 11 относительно неподвижных координатных осей в поперечном сечении (х или у). Для того чтобы убедиться в этом, рассмотрим два положения пластины 11 параллельное пластинам 4 и 7 (случай А) и перпендикулярное им (случай Б). Одинаковый для всех волн фазовый сдвиг при прохождении волн от сечения I до сечения VI при отсутствии пластин в волноводах учитывать не будем, т.е. будем учитывать только дифференциальные фазовые сдвиги.

Волна типа Н^O₁₁ вертикальной поляризации в сечении II расщепляется пластиной 4 на две взаимно перпендикулярные волны с равными амплитудами Е^II_||=E^II_^и с одинаковыми фазами. В случае А волна Е_^, не получает дополнительного фазового сдвига при прохождении секции с пластинами, поэтому Е^V_^=Е^II_^. Волна Е_|| получает запаздывание по фазе, в сумме равное З60°. В результате Е^V_||=Е^II_||. Таким образом, полученные в результате расщепления поля в сечении V складываются в фазе, образуя поле линейной поляризации волны типа Н^O₁₁ с амплитудой Е^V. Это поле плавным переходом 8 преобразуется в поле волны типа H1₁₀ с амплитудой E^VI и с фазой, такой же, как в сечении I.

В случае Б обе составляющие Е_|| и Е_^, получают одинаковую задержку по фазе, равную 180°. При этом в сечении V образуется поле линейной поляризации, вектор Е^V которого направлен по оси у. Это поле переходит затем в поле волны типа Н1₁₀, которое в сечении VI имеет амплитуду E^VI и фазу, отличающуюся на 180° от фазы колебаний в сечении I. Таким образом, вращение секции 10 не влияет на амплитуду колебаний на выходе, но изменяет фазу на величину 2a при повороте секции на угол a. Вращение секции 10 с угловой скоростью ±W приводит к изменению частоты колебаний проходящих волн на величину ±2W.

Фазовращатель Фокса является высокоточным фазирующим устройством и поэтому широко применяется в различных измерительных приборах.

12. Электрические фазовращатели на полупроводниковых диодах применяются в тех случаях, когда требуются большие скорости изменения фазы Чаще всего используются диоды с р-n и p-i-n полупроводниковой структурой. Так как диоды имеют большой разброс параметров, особенно динамических характеристик, то перспективно их использование в ключевых режимах («открыт-закрыт»), т.е. для дискретного управления фазой. Они удобны в работе с цифровыми управляющими машинами Находят применение, однако, и диодные фазовращатели с непрерывным управлением фазой.

Рис. 18.40. Полупроводниковый диод в волноводе и его эквивалентные схемы на СВЧ: Д_р, С_б- элементы высокочастотной блокировки; С_п- емкость патрона и элементов крепления диода; L - индуктивность ввода диода, R_пр- сопротивление диода; R_д- сопротивление базы диода; С_д- емкость р-n перехода.

В волноводах обычно применяется параллельное включение диодов, как показано схематически на рис. 18.40,а. Эквивалентная схема диода в волноводе показана на рис. 18.40,б. Согласно этой схеме диод является сосредоточенной неоднородностью, вносящей в волновод параллельно включенное комплексное сопротивление  , которое изменяется с изменением управляющего напряжения. Рассмотрим работу диода р-n структуры.

Сопротивление базы диода R_д как в открытом, так и в закрытом состоянии много больше реактивного сопротивления емкости диода 1/wС_д, поэтому его можно не учитывать при анализе работы схемы.

При подаче на диод смещения в направлении пропускания (U_упр> 0) емкость С⁺_д становится большой, так что величина 1/wС_д»0, а сопротивление R⁺_пр имеет малую величину. Эквивалентная схема для этого случая изображена на рис. 18.40,в. Величины L, и С_п подбирают таким образом, чтобы на рабочей частоте образовавшийся параллельный контур был настроен в резонанс. Эквивалентное сопротивление этого контура R_э»l/w²C²_пR⁺_пр, очень велико и будучи подключенным к волноводу параллельно незначительно влияет на распространение электромагнитных волн. Таким образом, подача небольшого положительного смещения на диод (доли и единицы вольт) соответствует режиму «пропускания».

При подаче управляющего напряжения в направлении запирания диода реактивное сопротивление емкости С^-_д становится соизмеримым с сопротивлением других элементов, а прямое сопротивление почти не меняется (R^-_пр»R⁺_пр). При запирании диода могут реализоваться три режима работы.

I. Режим «запирания» (выключения) волновода. Для осуществления этого режима диод включается так, чтобы на рабочей растете элементы L и С^-_д образовали последовательный резонансный контур (рис. 18.40,г). При этом волновод шунтируется очень малым сопротивлением R^-_пр. Режим «запирания» волновода диодом применяется как в различных коммутационных устройствах, так и в дискретных фазовращателях, использующих короткозамкнутые отрезки волноводов (фазовращатели отражательного типа).

II. Режим непрерывного изменения фазы. Величины L и С_п подбираются так, чтобы их реактивности взаимно компенсировались. При этом эквивалентная схема диода будет иметь вид, изображенный на рис. 18.40,г пунктиром. Волновод оказывается нагруженным на комплексное сопротивление с емкостной реактивностью, величину которой можно изменять в некоторых пределах изменением величины запирающего напряжения. Емкостная реактивность вызывает запаздывание по фазе колебаний, проходящих через сечение волновода, где установлен диод. Расчеты и опыт показывают, что с помощью одного диода можно получить задержку по фазе до 45°.

III. Режим фиксированного фазового сдвига «на проходе». Он отличается от предыдущего только тем, что напряжение запирания диода фиксировано, что обеспечивает постоянную величину С^-_д в режиме запирания и соответственно фиксированный фазовый сдвиг проходящих волн.

Для получения даже небольших фазовых сдвигов «на проходе» (менее 45°) нельзя применять один диод, так как он вносит рассогласование и в открытом и в закрытом состояниях. При необходимости получения Dy<45° применяют два диода. Подбирая их расположение вдоль продольной оси (обычно расстояние между ними близко к L/4) и в поперечной плоскости волновода, а также параметры самих диодов, добиваются минимального уровня отражений от фазосдвигающей секции. Иногда для согласования фазосдвигающей секции с волноводом приходится применять ступенчатые трансформаторы. Фазосдвигающая секция при 45°>Dy>90° должна иметь не менее трех диодов, а при 90°<Dy>180° - не менее пяти.

Рис. 18.41. Линейный полупроводниковый фазовращатель:

а - схема соединения диодов; б - знаки напряжений на диодах секций при различных фазовых сдвигах.

При необходимости получения большого фазового сдвига с помощью диодных фазовращателей «проходного» типа применяется каскадное включение в линию нескольких фазовращателей, которые образуют так называемый линейный полупроводниковый фазовращатель.

На рис. 18.41,а показана схема такого фазовращателя для дискретного изменения фазового сдвига от 0 до 360° через 45°. Фазовращатель состоит из трех разных секций: секция 1 в закрытом состоянии (U_I<0) обеспечивает фазовый сдвиг 45°, секция II- 90° и секция III-180°. Режим питания секций, указанный на этом рисунке, обеспечивает суммарный фазовый сдвиг 270°. В таблице рис. 18.41,б показаны режимы питания секций для получения различных фазовых сдвигом через 45°.

Заметим, что если бы для решения этой задачи были применены одинаковые секции с Dy=45°, то число диодов пришлось бы увеличить с 10 до 14.

Диоды p-i-n (или n-i-p-i-n) структуры имеют эквивалентную схему в виде параллельно включенных емкости С и сопротивленияR, причем изменение напряжения смещения почти не влияет на величину емкости С, но в сотни раз изменяет сопротивление R. Поэтому такие диоды используются главным образом в коммутационном режиме.

В заключение отметим, что техника полупроводниковых коммутаторов и фазовращателей находится пока в стадии развития. Основным препятствием в их широком применении является пока довольно высокий уровень потерь и нестабильность параметров при изменении температуры.

В настоящее время разработаны диоды с р-n структурой, обеспечивающие время переключения из одного состояния в другое 10^-8-10^-10 с, однако пропускаемые ими мощности СВЧ колебаний невелики - единицы ватт. Диоды с p-i-n структурой имеют примерно на два порядка больше время переключения, но пропускают гораздо большие мощности - сотни киловатт в импульсном режиме.