4.7. Регулирование скорости двигателя постоянного тока независимого возбуждения изменением напряжения якоря

Регулирование напряжения якоря возможно с помощью электромеханического преобразователя, выполненного по схеме «генератор – двигатель» или с помощью полупроводникового преобразователя, выполненного по схеме «управляемый выпрямитель» или «широтно-импульсный преобразователь».

Система «генератор - двигатель»

В этой системе, схема которой показана на рис. 29, якорь 4 двигателя непос­редственно присоединяется к якорю 3 генератора, образующего вместе с при­водным двигателем 1 электромашин­ный преобразователь 2 трехфазного пере­менного тока в постоянный ток, вращаю­щийся со скоростью Ω_г [1]. Регулирование напряжения на якоре двигателя проис­ходит за счет изменения тока возбуж­дения генератора I_{в. г} с помощью реостата 8, при этом изменяется ЭДС генератора Е_г и соответственно напря­жение на якоре двигателя U. Регулирование напряжения в этой систе­ме может сочетаться с воздействием на магнитный поток двигателя, что обеспечит двухзонное регулирование скорости.

Регулирование магнитного потока двигателя осуществляется изменением I_{в. д} за счет включения в цепь обмотки 5 возбуждения двигателя реостата 6. В замкнутых ЭП питание обмотки 7 возбуж­дения генератора происходит от регулируемого источника посто­янного тока, например полупроводникового УВ. Механические характеристики ДПТ НВ в системе Г – Д аналогичны характеристикам, приведенным на рис. 30, б (для системы УВ - ДПТ).

Основными достоинствами системы Г – Д являются большой ди­апазон и плавность регулирования скорости двигателя, высокая же­сткость и линейность характеристик, возможность получения всех энергетических режимов работы, в том числе и рекуперативного тор­можения. К достоинствам системы Г–Д следует отнести также низкий уровень пульсаций напряжения генератора постоянного тока, что способствует созданию благоприятных условий коммутации в электродвигателе постоянного тока и уменьшению износа щеточно-коллекторного узла этого двигателя. В то же время для нее характерны такие недостатки, как утроенная установленная мощность системы, низкий КПД, инерци­онность процесса регулирования скорости, шум при работе. Инерционность процесса регулирования скорости ЭП вызвана в первую очередь большой электромагнитной постоянной времени цепи обмотки возбуждения генератора.

Рис.29. Электромашинная система «генератор – двигатель»

Система «управляемый выпрямитель – двигатель постоянного тока».

Рис.30.Схема (а) и механические характеристики (б) ЭП ПТ с управляемым выпрямителем в цепи обмотки якоря

Данный способ широко используется для регулирования любых координат ЭП при высоких требованиях к показателям его каче­ства. По этой причине до недавнего времени он являлся основным при создании регулируемых ЭП постоянного тока.

Схема ЭП при питании якоря двигателя от УВ, получившая на­звание система УВ – ДПТ, показана на рис. 30, а. Здесь Е_d – ЭДС УВ; R_п – внутреннее сопротивление УВ; k_п= E_d/U_y – коэффициент усиле­ния УВ, где U_y – входной сигнал управления. Напряжение на выхо­де УВ, подаваемого на обмотку якоря, вследствие наличия внутреннего сопротивления R_п опреде­ляется по формуле

U=E_d - IR_п. (94)

Управляемый выпрямитель осуществляет преобразование электрической энергии переменного тока в электрическую энергию постоянного тока. Регулирование величины выходного напряжения выпрямителя осуществляется посредством системы импульсно-фазового управления (СИФУ). Обмотка возбуждения ДПТ НВ питается от отдельного источ­ника постоянного тока, например от неуправляемого или уп­равляемого выпрямителя.

Формулы для определения электромеханической и механичес­кой характеристик получим, подставляя (94) в (68) и (69):

Ω= Е_d/(С_еФ) -I(R_я+ R_п)/(С_еФ) = Ω₀ - ΔΩ; (95)

Ω= Е_d/(С_еФ) - М(R_я+ R_п)/(С_еФ)² = Ω₀ – ΔΩ. (96)

Из (95) и (96) видно, что при изменении ЭДС УВ Е_d пропорционально изменяется скорость идеального холостого хода Ω₀, а искусствен­ные характеристики 2– 8 (см. рис. 30, б), оставаясь линейными и параллельными друг другу, имеют по сравнению с естественной ха­рактеристикой 1 ДПТ НВ больший наклон из –за наличия сопротив­ления R_п в выражении для определения перепада скорости ΔΩ (от­метим, что естественная характеристика 1 соответствует питанию двигателя от источника с нулевым внутренним сопротивлением). Характеристики располагаются во всех четырех квадрантах парал­лельно друг другу. При нулевом напряжении на выходе управляемого выпрямителя (Е_d=0) ДПТ работает в режиме динамичес­кого торможения.

Наряду с управляемыми выпрямителями для регулирования напряжения обмотки якоря находят широкое применение транзисторные широтно-импульсные преобразователи постоянного напряжения в постоянное напряжение.

В последние годы разработаны и начинают широко применяться на практике так называемые активные выпрямители, выполненные на полностью управляемых вентилях [11].

В тиристорных ЭП постоянного тока находят широкое применение трехфазные однотактные, мостовые, шестифазные схемы управляемых выпрямителей. Реже применяются двухфазные управляемые выпрямители.

Любой управляемый выпрямитель является обратимым преобразователем. Он может работать как в выпрямительном режиме, преобразуя электрическую энергию переменного тока в электрическую энергию постоянного тока, так и в инверторном режиме, преобразуя электрическую энергию постоянного тока в электрическую энергию переменного тока. Именно благодаря этому свойству управляемые выпрямители находят широкое применение в регулируемых электроприводах постоянного тока.

Тиристорные ЭП, выполненные на базе управляемых выпрямителей, могут быть нереверсивными или реверсивными. Нереверсивные схемы ЭП имеют одну вентильную группу (один управляемый выпрямитель), а реверсивные схемы ЭП – имеют две вентильные группы (два управляемых выпрямителя), включенных либо по встречно-парал­лельной, либо по перекрестной схеме.

Реверсивные схемы тиристорных ЭП постоянного тока могут работать во всех четырех квадрантах механической характеристики и обепечивать при необходимости генераторное (рекуперативное) торможение привода.

Наиболее распространенные схемы реверсивного тиристорного ЭП постоянного тока приведены на рис. 31 – 34. ЭП, изображенные на рис. 31, 33, 34, а, выполнены по встречно-параллельной схе­ме, а ЭП, изображенные на рис.32, 34, б – по перекрестной схе­ме. Наибольшее распространение получили встречно–параллельные схе­мы из–за меньшей установленной мощности и простоты исполнения трансформатора [9].

Рис.31. Встречно- параллельная трехфазная однотактная схема реверсивного тиристорного ЭП постоянного тока

Рис.32. Перекрестная трехфазная однотактная схема реверсивного тиристорного ЭП постоянного тока

Рис.33. Встречно – параллельная шестифазная однотактная схема реверсивного тиристорного ЭП постоянного тока

Рис.34. Встречно - параллельная (а) и перекрестная (б) трехфазные мостовые схемы реверсивного тиристорного ЭП постоянного тока

Применение управляемых выпрямителей в качестве регуляторов напряжения двигателей постоянного тока имеет ряд особенностей [7]:

– дискретность регулирования;

– влияние параметров вентильного преобразователя на механи­ческие и регулировочные характеристики двигателя постоянного тока;

– прерывность тока обмотки якоря при определенном значении этого тока и параметров цепи постоянного тока;

– появление уравнительных токов при совместном управлении вентильными блоками;

– снижение коэффициента мощности на входе управляемого вы­прямителя с увеличением угла регулирования α;

– влияние искажений напряжения сети переменного тока на на­дежность работы системы импульсно-фазового управления.

Перечисленные особенности работы ЭП приводят к изменению характеристик ЭП постоянного тока.

Принцип действия, свойства и характеристики системы тиристорного ЭП постоянного тока рассмотрим на примере схемы, приведенной на рис. 35, в кото­рой использован трехфазный мостовой нереверсивный управляемый выпрямитель [11].

Рис.35. Схема трехфазного мостового нереверсивного тиристорного ЭП постоянного тока

В схеме трехфазного мостового выпрямителя (рис. 35) тиристоры объединены в две группы – катодную и анодную, при этом аноды и като­ды вентилей соответствующих групп соединяются попарно и подключают­ся к трехфазной вторичной обмотке трансформатора (Т). Следует отметить, что использование вы­прямителя возможно также без сетевого трансформатора Т при прямом подсоедине­нии вентильного блока к трехфазной сети. Между общей точкой катодов и общей точкой анодов групп вентилей присоединяется обмотка якоря двигателя постоянного тока. По отношению к внешней цепи общая точка катодов является положительным полюсом, а общая точка анодов – отрицательным. В данной схеме во внекоммутационном интер­вале одновременно работают два вентиля – по одному в катодной и анодной группах. В результате цепь нагрузки в любой момент присоеди­нена к питающим фазам на линейное напряжение, снимаемого с вторичных обмоток трансформатора.

Предположим, что выпрямитель выполнен на неуправляемых вентилях. В этом случае в каждый момент времени одновременно будут вести ток два вентиля, находящиеся под наибольшим мгновенным линейным напряже­нием. В табл. 6 приведена очередность работы вентилей с учетом распределения фаз питающего напряжения на силовом входе вентильного блока, так как это показано на рис. 35. Как видно из таблицы, естественное переключение вентилей происходит через интерва­лы, равные π/3, составляющие продолжительность рабочего такта θ, а каждый вентиль ведет ток в течение двух тактов 2θ=2π/3, коммутации нечетных и четных вентилей сдвинуты относительно друг друга на один такт и чередуются на периоде напряжения питающей сети. Схема рассматривае­мого выпрямителя является трехфазной двухтактной с шестикратной час­тотой пульсаций выходного напряжения.

Таблица 6.Очередность работы вентилей в трехфазном мостовом выпрямителе

Показатель	Последовательность и время работы вентилей
Наибольшее линейное напряжение	Uав	Uас	Uвс	Uва	Uса	Uсв	Uав
Вентили катодной группы	VS1	VS1	VS3	VS3	VS5	VS5	VS1
Вентили анодной группы	VS6	VS2	VS2	VS4	VS4	VS6	VS6
Длительность интервала ведения тока	π/3	π/3	π/3	π/3	π/3	π/3	π/3

В управляемом выпрямителе в любой момент времени ток проводят те два тиристора, к которым приложено наибольшее мгновенное линейное напряжение и на управляющие электроды которых поданы импульсы управления. Фазовый сдвиг импульса управления по отношению к точке естественного открытия принято называть углом управления (регулирования) α. Работа управляемого трехфазного мостового выпрямителя в выпрямительном режиме (при угле управления α=π/6) характеризуется вре­менными диаграммами, приведенными на рис. 36:

– линейных напряжений вторичной обмотки трансформатора u_ab, u_ac, u_bc, u_ba, u_ca, u_cb и выпрямленного напряжения u_d при α=30^о и α=0^о;

– точки k, …, p, q являются точками естественного открытия вентилей;

– точки k’, …, p’, q’ определяют моменты открытия вентилей с заданным значением угла регулирования α;

– утолщен­ные кривые u_d и u_v1 представляют мгновенные величины выпрямленного напряжения и напряжения на вентиле соответственно;

– i_{у. v1}, …, i_{у. v6} – импульсы управления вентилями сдвоенной формы, что необ­ходимо для надежного открытия вентилей во всех установившихся и пе­реходных режимах.

i_v1 – ток вентиля VS1;

i_а – ток фазы а вторичной обмотки трансформатора.

Рис. 36. Временные диаграммы, поясняющие работу трехфазной мостовой схемы в выпрямительном режиме работы

Импульсы управления на тиристоры (i_у.в1, …, i_у.в6) подаются от системы импульсно – фазового управления (СИФУ). Система импульсно – фазового управления служит для формирования импульсов управления, распределения их по тиристорам силовой схемы и регулирования их фазового положения по отношению к точкам естественного зажигания.

Структурно СИФУ систоит из компаратора, усилителя-формирователя и импульсного трансформатора [11]. На вход компаратора поступают опорное напряжение (пилообразной или косинусоидальной формы) и управляющее напряжение с выхода регулятора тока. Компаратор формирует двухполярное напряжение переменной скважности, которая зависит от уровня и знака управляющего напряжения. Компаратор строится на аналоговом интегральном усилителе без обратных связей.

Усилитель – формирователь преобразует напряжение на выходе компаратора в серию однополярных узких импульсов постоянной амплитуды и ширины. Фаза импульсов зависит от величины скважности сигнала на выходе компаратора, Усилитель-формирователь строится на биполярных транзисторах и резистивно-емкостных цепях.

Между СИФУ и тиристорами силовой схемы, как правило, должны быть установлены импульсные трансформаторы, которые гальванически разделяет силовую схему выпрямителя от системы управления. В случае выполнения силовой схемы на оптронных тиристорах импульсные трансформаторы в СИФУ не устанавливают.

Среднее значение выпрямленного напряжения для этой схемы выпрямления опреде­ляется по соотношению

(97)

Здесь при расчете напряжения U_d по линейным напряжениям коэффициент преобразования схемы k_{сх. л}=1,35, а при расче­те по фазным напряжениям k_{сх. ф}=2,34.

Регулировочная характеристика управляемого выпрямителя [11]

– это зависимость среднего значения выпрямленного напряжения от угла регулирования α, т.е. U_d=f(α), (рис.37).

При непрерывном характере тока нагрузки (нагрузка активно-индуктивная, L_d =∞) регулировочная характеристика выпрямителя, выполненного по любой схеме, представляет собой косинусоиду при любом числе вторичных фаз.

(98)

U_d0 – среднее значение выпрямленного напряжения при значении угла регулирования α=0^о.

(99)

где m₂ – число фаз вторичной обмотки трансформатора;

k_сх – коэффициент преобразования схемы.

При конечном значении индуктивности цепи нагрузки регулировочные характеристики отклоняются от косинусоиды. Отклонение регулировочной характеристики от косинусоиды из– за появления прерывистости тока цепи нагрузки происходит при тем меньших углах регулирования, чем меньше число вторичных фаз (m₂) и чем меньше индуктивность сглаживающего дросселя (L_d).

Угол регулирования, соответствующий границе непрерывного и прерывистого характера тока нагрузки, называется граничным углом и обозначается как α_гр, а угол регулирования, при котором выпрямленное напряжение равно нулю, называется углом запирания и обозначается как α_зап.

При чисто активном характере нагрузки (L_d=0) для любой схемы выпрямления можно выделить два участка.

Первый участок регулировочной характеристики, 0<α<α_гр, ток нагрузки непрерывен и регулировочная характеристика имеет косинусоидальный характер:

На втором участке регулировочной характеристики, α_гр <α< α_зап, ток нагрузки имеет прерывистый характер и регулировочная характеристика определяется формулой

(100)

Значения углов α_гр и α_зап, определяются следующими соотношениями:

(101)

(102)

Рис. 37. Регулировочные характеристики управляемых выпрямителей

Обратим внимание на то, что диапазон изменения угла регулирования α имеет ограничения по минимально допустимому значению, т.е. α > α_min. Другими словами минимальное значение угла регулирования α в тиристорном ЭП постоянного тока не может быть равно 0. Это ограничение следует из того, что при работе управляемого выпрямителя на двигатель постоянного тока открытие тиристора силовой схемы при подаче на него импульса управления возможно только при положительном потенциале анода тиристора (по отношению к катоду). Знак потенциала этого напряжения зависит от соотношения мгновенного значения напряжения переменного тока (u_2л), прикладываемого к вентилю, и противоЭДС двигателя (Е_я).

U_а-к= u₂- Е_я = U_2msinωt- Е_я.

Величина минимального угла регулирования α_min управляемого выпрямителя, работающего на противоЭДС двигателя, определяется из условия равенства положительного мгновенного напряжения, снимаемого с вторичной обмотки трансформатора, и отрицательной противоЭДС двигателя:

ПротивоЭДС двигателя при максимальной скорости, соответствующей минимальному углу регулирования, приблизительно равна среднему значению выпрямленного напряжения U_dα.

где m₂ – число фаз вторичной обмотки трансформатора;

2π/m₂ – максимальная длительность работы тиристора.

C помощью этой формулы можно определить максимальное значение выпрямленного напряжения U_{dα max} при отпирании тиристоров в точке естественного зажигания вентилей и минимально допустимый угол регулирования α_min. Значение величины α_min необходимо для правильной настройки системы управления тиристорным преобразователем. Если угол α< α_min, то возможен аварийный режим работы преобразователя с выходом из строя тиристоров силовой схемы. Отношение U_{dα max} к U_2m позволяет сопоставить технико-экономические показатели тиристорных преобразователей с различным числом фаз. В табл. 7 приведены рассчитанные значения U_{dα max} / U_2m и α_min .

Таблица 7. Сравнение технико-экономических показателей трех схем управляемых выпрямителей

Схема выпрямления, kтm2	Udα max / Um2	αmin, град
однофазная мостовая, kтm2=2	2/π=0,636	43
трехфазная однотактная, kтm2=3	3√3/(2 π)=0,832	26
трехфазная мостовая, kтm2=6	3/π=0,955	12

Схемы управления всех указанных выше тиристорных преобразователей ЭП постоянного тока должны обеспечивать ограничение угла регулирования в соответствии с теми значениями α_min, которые приведены в табл.7.

Режим инвертирования управляемого выпрямителя

Управляемый выпрямитель (УВ) является обратимым преобразователем и может работать как в выпрямительном, так и инверторном режиме [11]. Электрическая машина при работе УВ в выпрямительном режиме работает в двигательном режиме, при работе УВ в режиме инвертирования – в генераторном режиме. Рассмот­рим перевод управляемого выпрямителя в инверторный режим на примере трехфаз­ного мостового тиристорного преобразователя, нагруженного на машину постоянного тока, схема которого представлена на рис.35.

При работе преобразователя в выпрямительном режиме ток в машине протекает навстречу её противоЭДС E_я под действием выпрямленного напряжения U_d.

Прин­ципиально изменение направления потока энергии может быть достигнуто путем изменения направления тока или ЭДС машины. Однако вследствие односторонней проводимости тиристоров нереверсивной схемы переход к инверторному режиму путем изменения направления тока в данной схеме не может быть осущест­влен. Поэтому для перехода к инверторному режиму необходимо изменить величину и полярность ЭДС машины E_я и напряжения преобразо­вателя U_d так, чтобы E_я > U_d, а ток цепи постоянного тока сохранил бы свое неизменное на­правление. Электрическая машина должна быть переведена в генераторный режим. Для этого необходимо к валу этой машины подвести механическую энергию от внешнего источника механической энергии (например, постороннего двигателя). Полупроводниковый преобразователь переходит в режим приемника электрической энергии постоянного тока.

Изменение полярности ЭДС на зажимах машины постоянного тока мо­жет быть осуществлено путем изменения направления тока в обмотке воз­буждения или переключением полярности якорных выводов. Изменение по­лярности напряжения преобразователя осуществляется установкой таких углов управления α>π/2, при которых вентили естественно коммутируют и проводят ток при отрицательном напряжении питающих фаз.

В результа­те для перевода выпрямителя в режим зависимого инвертирования необ­ходимо:

– установить угол регулирования α>π/2;

– изменить полярность ЭДС машины постоянного тока;

– к валу машины приложить вращающий момент, обеспечивающий ее ра­боту в генераторном режиме;

– увеличить ЭДС машины так, чтобы E_я > U_d при допустимой вели­чине тока в цепи обмотки якоря.

Рассмотрим диаграммы токов и напряже­ний в схеме зависимого инвертора, представленные на рис. 38, при общепринятых допущениях.

Пусть проводят ток вентили VS5 и VS6, примем угол регулирования α=5π/6. В момент времени k’ на вентиль VS1 по­дается управляющий сигнал. Поскольку линейное напряжение u_ав выше u_св, произойдет естественная коммутация тока с вентиля VS5 на вентиль VS1. Из– за наличия реактивного сопротивления в контуре коммутации коммутация длится в течение угла γ. Величина мгновенного напряже­ния преобразователя u_d в интервале коммутации определяется полусуммой линейных напряжений (u_ав + u_св)/2. Аналогичным образом через 60° в точке l' произойдет коммутация с вентиля VS6 на вентиль VS2 и т.д.

При анализе инверторного режима для отсчета угла регулирования более удобно пользоваться не значением угла α, а сопряженным уг­лом β=π-α, который принято называть углом опережения. Угол опережения отсчитывается от точек предельной коммутации k₂, l₂, m₂, представляющих точки пересечения отрицательных полуволн линейных на­пряжений. С учетом условий перевода выпрямителя в режим зависимого инвертирования, изложенных выше, в выражении внешней характеристики выпрямителя при переводе выпрямителя в режим инвертирования должны измениться знаки перед напряжением U_d (напряжением источника постоянного тока) и перед напряжением «подпора» вентильного блока, U_d0cosα, поскольку угол α>90^о и cosα имеет отрицательный знак. С учетом сказанного формула внешней характеристики зависимого инвертора принимает вид.

. (103)

Здесь ∆U_х, ∆U_Rа , ∆U_Rd, ∆U_{в. пр} – падения напряжения на элементах схемы при протекании тока нагрузки :

– ∆U_х – индуктивное падение напряжения, вызванное явлением коммутации вентилей выпрямителя;

;

– ∆U_Rа – падение напряжения на активных сопротивлениях трансформатора и вентильного блока выпрямителя (активное падение напряжения):

;

– сумма активных сопротивлений обмотки трансформатора R_тр и динамического сопротивления вентиля R_{в. дин};

R_тр= R₂+ R₁^/,

где R₂– активное сопротивление фазы вторичной обмотки трансформатора;

R₁^/– активное сопротивление первичной обмотки, приведенное к виткам вторичной обмотки трансформатора.

– падение напряжения на активном сопротивлении обмотки дросселя фильтра (R_d)

– падение напряжения на открытых тиристорах схемы;

;

k_т – коэффициент тактности выпрямителя.

– падение напряжения на одном открытом тиристоре.

После подстановки значений ∆U_х , ∆U_Ra , ∆U_Rd, ∆U_{в. пр} в формулу (103), получим:

(104)

где U_d=E_я – напряжение обмотки якоря машины постоянного тока;

I_d – ток, потребляемый инвертором от электрической машины постоянного тока:

(105)

Нетрудно видеть, что для увеличения тока I_d=I_я, а значит и для увеличения инвертируемой мощности, необходимо:

– увеличивать напряжение источника постоянного тока (U_d=E_я) (при постоянном угле β) или уменьшать угол β (при постоянном напряжении источника постоянного тока).

Внешние характеристики тиристорного выпрямителя в выпрямительном (0<α<90^o) и в инверторном (90^o <α<180^о) режимах приведены на рис.39.

Как видно из рис.39 внешние характеристики, соответствующие инверторному режиму, имеет запрещенную область для работы, отмеченную ограничительной характеристикой.

Важным параметром, определяющим устойчивость работы зависимого инвертора, является угол δ_з. На интервале, определяемым углом δ_з, к выключаемому тиристору приложению отрицательное напряжение (см. рис. 38).

Для устойчивой работы инвертора необходимо, чтобы угол δ_з превышал угол, необходимый для восстановления запирающих свойств тиристора, который при частоте 50 Гц находится в пределах

где t_q– время, необходимое для восстановления управляющих свойств тиристора, указанное в паспорте тиристора;

Т_с=1/f_c. При f_c=50 Гц Т_с=0,02 с.

Как видно из временных диаграмм, приведенных на рис. 38,

δ_з= β-γ,

где γ – угол коммутации.

(106)

Анализируя выражение (106), можно установить, что угол коммутации γ возрастает при увеличении индуктивного сопротивления рассеяния обмоток трансформатора x_ф и тока нагрузки I_d, а увеличение напряжения переменного тока U₂ приводит к уменьшению угла коммутации γ.

В общем виде для любой схемы выпрямления угол коммутации можно определить по формуле

(107)

С увеличением тока I_d при неизменном угле опережения β угол коммутации γ возрастает и, следовательно, угол δ_з уменьшается и может достигнуть при определённом токе минимально допустимого значения.

Это и определяет допустимый ток инвертора I_d. Угол δ_з уменьшается также при постоянном I_d, уменьшении β и соответствующем увеличении противоЭДС инвертора. Следовательно, чем больше противоЭДС, тем меньше допустимый инвертируемый ток.

Зависимость противо ЭДС инвертора U_d от допустимого инвертируемого тока I_d при δ_з=const называют ограничительной характеристикой, выражение которой

(108)

Ограничительная характеристика приведена на рис. 39.

Рис.38. Временные диаграммы, поясняющие работу трехфазной мостовой схемы в инверторном режиме

Электромеханическая характеристика ЭП постоянного тока с УВ - это зависимость скорос­ти вращения электродвигателя от тока якоря Ω=f(I_я) [7]:

, (109)

где U_d0 – среднее значение выходного напряжения выпрямителя при холостом ходе и угле регулирования α=0 ; R_э – эквивалентное сопротивление цепи обмотки якоря; k_т – коэффициент тактности выпрямителя; ΔU_{в. пр} – прямое падение напряжения на открытом вентиле:

(110)

где R_я – активное сопротивление обмотки якоря;

R_d – активное сопротивление обмоток дросселей, включенных последовательно в цепь обмотки якоря; R_α , х_α – активное и ин­дуктивное сопротивления рассеяния трансформатора, приведенные ко вторичной цепи; m₂ – число фаз вторичной обмотки.

Рис. 39. Внешние характеристики тиристорного выпрямителя в выпрямительном (0<α<90^o) и в инверторном (90^o <α<180^о) режимах

Семейство электромеханических ха­рактеристик нереверсивного ЭП постоянного тока с УВ при различных значениях уг­ла регулирования α приведено на рис.40. Наклон электромеханической характеристики объясняется падением на­пряжения на R_э. При различных значениях α наклон электромеханических ха­рактеристик остается постоянным. При конечных значениях индуктивности цепи обмотки якоря и малых токах якоря наступает режим прерывистого тока, при котором происходит подъем электромеханических характеристик. Чем больше угол регулирования α, тем больше зона прерывистых токов. На рис. 40 эта зона показана пунктиром.

Ввиду пульсирующего характера ЭДС преобразователя ток в цепи якоря также является пульсирующим, что оказывает вредное влияние на работу двигателя, приводя к ухудшению условий рабо­ты его коллектора, дополнительным потерям энергии и нагреву [7]. Для уменьшения вредного влияния пульсации тока в цепь якоря обыч­но включается сглаживающий реактор, индуктивность L_d которого выбирается в зависимости от допустимого уровня пульсации тока якоря.

Величина тока якоря, при котором начинается режим прерывис­того тока, можно определить при допущении R_э = 0 по соотношению:

(111)

где ω₁=2πf_c – круговая частота сети, питающей вентильный преобразо­ватель; L_э - эквивалентная индуктивность цепи обмотки якоря:

L_э=k_тL_а+L_d+L_я; (112)

L_a – индуктивность рассеяния трансформатора, приведенная ко вторичной цепи трансформатора; L_d – индуктивность дросселей, включенных в цепь обмотки якоря; L_я – индуктивность обмотки яко­ря; f_c – частота сети, питающей выпрямитель.

Рис.40. Электромеханические характеристики двигателя постоянного тока при питании обмотки якоря от нереверсивного управляемого выпрямителя

Для современных двигателей постоянного тока индуктивность цепи обмотки якоря можно определить по формуле

L_я=k_LU_яN/(I_яNΩ_N) Гн, (113)

где k_L=0,03; U_яN, I_яN – номинальные значения напряжения и тока якоря, соответственно; Ω_N – номинальное значение угловой скорости вращения двигателя.

Следует помнить, что применение компенсационной обмотки предопределяет снижение индуктивности цепи обмотки якоря, поэтому индуктивность цепи обмотки якоря двигателя с компенсационной обмоткой меньше того значения, которое определяется вышеприведенной формулой.

Индуктивность рассеяния обмотки трансформатора L_a может быть определена по формуле

L_a=u_кU²_2л/(ω_cS_т), (114)

где u_к – напряжение короткого замыкания трансформатора о.е.;

U_2л – номинальное линейное напряжение вторичной обмотки трансформатора;

S_т – номинальная мощность трансформатора;

ω_c=2πf_c – угловая частота напряжения питающей сети.

Для трехфазного мостового и для шестифазного однотактного выпрямителя, для которых k_тm₂=6

Наибольшее значение граничный ток принимает при угле управления α=90^о.

(115)

На рис. 41 приведена зависимость относительного значения максимального граничного тока Ī _гр от параметра цепи постоянного тока Т_э= L_э/R_э для основных схем выпрямления (1 – однофазная нулевая и однофазная мостовая схемы; 2 – трехфаз­ная нулевая схема; 3 – трехфазная мостовая и шестифазная однотактная схемы).

Относительное значение максимального граничного тока рассчитывается по соотно­шению:

Рис.41. Зависимость относительного значения граничного тока от параметров цепи обмотки якоря

Характеристики, приведенные на рис.41, наглядно показывают влияние фазности преобразователя на величину граничного тока. Наименьшей зоной прерывистых токов (наименьшей величиной граничного тока) при одном и том же значении электромагнитной постоянной времени цепи обмотки якоря обладают трехфазная мостовая и шестифазная однотактная схемы выпрямления.

Формулы (111)…(114) позволяют рассчитать минимальную величину индуктивности сглаживающего дросселя, если величина граничного тока якоря задана. Для предотвращения появления прерывистого характера тока якоря в режимах, отличных от установившегося, индуктивность сглаживающего дросселя необходимо выбирать несколько больше того значения, при котором ток имеет граничное значение.

Явление прерывистости тока якоря вызвано тем, что с уменьшением тока I_я, т.е. при снижении момента нагрузки ЭП, уменьшается количество энергии, запасенное в индуктивности L_э.. В результате наступает момент, когда создаваемая этой энергией ЭДС самоиндукции оказывается недостаточной для поддержания тока при отрицательных напряжениях на анодах тиристоров, что приводит к увеличению выпрямленного напряжения U_d, а, следовательно, и к возрастанию скорости двигателя в режимах, близких к холостому ходу.

Способы управления реверсивными электроприводами с управляемыми выпрямителями [9]

Если фазы управляющих импульсов двух комплектов вентильного преобразователя (ВП) удовлетворяют условию α₁+α₂=180° и процессы в обоих комплектах происходят одновременно, то они выра­батывают напряжения u_d1 и u_d2, средние значения которых равны между собой: U_d1=U_d2. Это необходимое условие обеспечения нормальной работы тиристорного преобразователя – отсутствия уравнительного тока между вентильными группами преобразователя. Однако мгновенные значения напряжений вентильных групп u_d1 и u_d не равны между собой. Между вентильными группами двухкомплектного ВП существует гальваническая связь. Под воздействием разности мгновенных значений напряжений u_d1 и u_d2 протекают уравнительные токи, минующие цепь обмотки якоря [9].

Для ликвидации или ограничения уравнительных токов, обусловленных неравенством мгновенных значений напряжений u_d1 и u_d2 применяют один из двух способов управления:

– раздельные способ, при котором уравнительные токи исключаются полностью благодаря тому, что управляющие импульсы в любой момент времени подают на вентили только одного выпрямителя;

– совместный способ, при котором управляющие импульсы пода­ют на оба выпрямителя, а величину уравнительного тока ограничивают путем включения на выходе ВП уравнительных реакторов.

Раздельное управление осуществляют по нескольким схемным ре­шениям. Рассмотрим три схемных решения введения раздельного управления [9] .

Управление в функции знака сигнала управления. В зависимости от знака напряжения управления U_у (+ или -) импульсы управления поступают либо на первый, либо на второй управляемый выпрямитель. При U_у = 0 импульсы управления не поступают ни на один из выпря­мителей. Для реализации этого решения применяют детектор поляр­ности сигнала управления, который в зависимости от знака сигнала U_у вырабатывает разрешающие сигналы (рис. 42).

Алгоритм работы детектора полярности сигнала управления приведен в табл. 8.

Недостатком этого схемного решения является неустойчивая ра­бота в динамических режимах из – за возможности протекания уравни­тельных токов. Это объясняется тем, что в момент начала работы одного выпрямителя другой выпрямитель еще не прекратил пропускать ток.

Этот недостаток не проявляется при медленном изменении напряжения U_у и может быть устранен лишь введением зоны нечувствительности в регули­ровочную характеристику ВП (рис. 43).

Таблица 8. Алгоритм работы детектора полярности сигнала управления

Знак сигнала управления Uy	Разрешение	на включение
	А	В
+	1 0	0 1
-	0	1
0	0	0

Рис.42. Функциональная схема раздельного способа управления в функции знака сигнала управления

Рис.43. Регулировочная характеристика вентильного преобразователя с зоной нечувствительности

Управление в функции знака тока якоря. Протекание уравнительного тока можно исключить путем контроля величины и знака тока якоря.

На рис. 44 приведена функциональная схема, реализующая этот способ управ­ления.

Компаратор KI вырабатывает выходной сигнал при определенном направлении тока якоря i_я, а компаратор К2 - при противополож­ном.

В первом случае управляющие импульсы поступают на УВ1. При изменении полярности напряжения U_у ток i_я меняет направление, и управляющие импульсы поступают на УВ2 при заблокированном УВ1. Схема удовлетворительно работает при непрерывном токе якоря. Ес­ли же ток якоря носит прерывистый характер, то происходят случайные пе­реключения ВП даже при неизменном U_у, в результате чего наруша­ется устойчивость работы ЭП в целом.

Рис.44. Функциональная схема раздельного способа управления в функции знака тока якоря

Управление в функции знака сигнала управления и тока якоря. Это схемное решение сочетает в себе оба рассмотренных выше принци­па. На рис. 45 приведена функциональная схема, реализующая управление в функции знака сигнала управления U_у и тока якоря i_я.

При равенстве нулю U_у оба элемента "И" не пропускают управ­ляющие импульсы к управляемым выпрямителям. Если U_у положительно, а ток якоря равен нулю (в режиме прерывистых токов) или положите­лен, на УВ1 поступают управляющие импульсы. При отрицательной полярности U_у и нулевом или отрицательной значения i_я эти им­пульсы поступают на УВ2.

Данная схема лишена некоторых недостатков предыдущих схем. Однако в режиме прерывистых токов и в этом случае появляются сложности, требующие своего решения.

В режиме непрерывного тока зависимость Ū_я =f(Ū_у) линейная (рис. 46, а), а в режиме прерывистого тока линейность характеристики Ū_я = f (Ū_у) нарушается (рис. 46, б). Наличие противоЭДС двига­теля при малой индуктивности цепи якоря и малых токах I_я спо­собствует появлению режима прерывистого тока.

Линейность характеристики Ū_я = f (Ū_у) нарушается в зоне, ордината которой соответствует уровню ЭДС якоря. На рис.46, б приведена характеристика Ū_я =f(Ū_у) при Е_я= 0, а на рис. 46, в – при Е_я≠0, т.е. при скорости вращения двигателя Ω≠0. В точке 0 (рис.46, в) U_я=E_я, следовательно, ток I_я = 0 – двигатель вращается по инерции. При Ū_у= 0,25 (рис. 46, в) ток носит прерывистый характер. Выходное напряжение превышает ЭДС E_я. Если теперь снять управляющие импульсы с УВ1 и подать их на УВ2, то напряжение U_я будет значительно меньше E_я, что вызовет нежелательный скачок тока i_я. Уменьшить бросок тока в таких режимах можно одним из двух спосо­бов:

– сдвигом фазы управляющих импульсов. На включаемый выпрямитель подают импульсы управления, смещенные в сторону отставания α>90⁰, а затем с помощью замкнутой системы управления фазовое положение импульсов восстанавливают на требуемом уровне;

– введением обратной связи по напряжению двигателя. Напряжение U_y ставят в зависимости от напряжения якоря U_я. Обратная связь действует таким образом, что напряжение на выходе вступающего в работу выпрямителя согласуется с напряжением якоря. Стабилизирующие свойства схемы не зависят от характера протекающего тока. Способ обеспечивает плавный реверс тока при отсутствии бестоковой паузы.

Рис.45. Функциональная схема раздельного способа управления в функции знака сигнала управления и тока якоря

Рис. 46. Регулировочные характеристики вентильного преобразователя: а – при режиме непрерывного тока; б – в режиме прерывистого тока и при Е_я= 0; в – в режиме прерывистого тока и при Е_я≠0.

Совместное управление. Проведенный выше анализ показал, что при раздельном способе управления в режиме прерывистых токов воз­можно появление бросков тока, для уменьшения которых необходимо усложнить схему управления. Этот недостаток отсутствует при сов­местном способе управления.

Рис. 47. Функциональная схема совместного способа управления

При совместном управлении импульсы управления поступают одновременно на тиристоры обеих вентильных групп реверсивной схемы ЭП. При этом на тиристоры одной вентильной группы поступают импульсы выпрямительного режима (0<α<π/2), а на тиристоры второй вентильной группы импульсы инверторного режима (π/2< α< π). Функциональная схема замкнутой системы управления ЭП при совместном способе управления представлена на рис. 47. При совместном способе управления между вентильными группами протекает уравнительный ток. На рис. 48 приведены временные диаграммы, поясняющие физические причины появления статического уравнительного тока (углы регулирования α₁=β₂=50⁰).

Наибольшее значение статического уравнительного тока наблю­дается при α= 90° вне зависимости от фазности преобразователя и от того, какова взаимная фазировка напряжений, питающих группы вентилей. При α= 90° среднее значение статического уравнитель­ного тока определяется по формуле

(116)

а его амплитудное значение

(117)

Величина и частота уравнительного тока зависит также от схемы соединения вентильных групп преобразователя. В перекрестных схемах (см. рис.32 и рис.34) уравнительный ток протекает по двум вторичным обмоткам трансформатора и параллельным включением вентильных групп уравнительный ток замыкается через одну обмотку и имеет трехкратную частоту. Поэтому действующие и средние значения уравнительного тока в перекрестной и встречно- параллельной схемах будут различны.

Так, среднее значение уравнительного тока для перекрестной схемы, приведенной на рис.32, при α=90^о, когда уравнительный ток максимален, равно:

а для встречно – параллельной схемы

При проектировании тиристорного ЭП с совместным способом управления величиной уравнительного тока обычно задаются в пределах 0,15 ÷ 0,25 I_{я N}, а требуемую величину индуктивности уравнительного реактора определяют по приведенным выше формулам с учетом схемы соединения вентильных групп.

Поскольку при совместном управлении всегда течет уравнитель­ный ток, носящий начально-непрерывный характер, режим работы ВП соответствует режиму непрерывного тока, что положительно сказыва­ется на виде регулировочной (рис.49, а) и внешней (рис. 49, б) характеристик.

Рис.48. Временные диаграммы, поясняющие возникновение уравнительных токов при совместном способе управления

Внешние характеристики реверсивного ВП с совместным управлением группами представляют собой прямые линии, проходящие без излома из режима выпрямления в режим инвертирования и имеющие наклон, определяе­мый падением напряжения на эквивалентном сопротивлении преобразо­вателя R_э (см. рис. 49, б).

Рис.49. Регулировочные (а) и внешние (б) характеристики реверсивного вентильного преобразователя при совместном способе управления

Вид электромеханических характеристик двигателя зависит от способа согласования углов управления двумя комплектами тиристоров. При линейном со­гласовании сумма углов выпрямителя α₁ и инвертора α₂ поддержи­вается равной π, характеристики двигателя линейны (см. рис. 49, б) и аналогичны характеристикам системы Г – Д.

Для уменьшения уравнительных токов в ряде случаев использу­ется нелинейное согласование, при котором сумма углов α₁ и α₂ не­сколько отличается от π. В этом случае имеет место заметное уве­личение скорости двигателя при переходе от двигательного режи­ма к генераторному. В силу этого обстоятельства нелинейное со­гласование применяется относительно редко.

Сравнительная простота, отсутствие необходимости в переклю­чении групп, однозначность статических характеристик, обусловлен­ная ликвидацией прерывистых токов, готовность к переходу из одно­го режима в другой - все эти факторы определяют преимущества совместного управления перед раздельным управлением. Недостатки способа сов­местного управления состоят в невозможности полного использования УВ в выпрямительном режиме и необходимости включения уравнитель­ных дросселей в реверсивный контур. Во многих случаях преимущест­ва совместного управления по сравнению с раздельным оказываются более весомыми, чем недостатки.

При определенных условиях в реверсивном контуре ВП с совместным управлением группами вентилей может возникнуть динамический уравнительный ток, величина которого обычно во много раз превыша­ет статический уравнительный ток.

Причина появления динамического уравнительного тока заключа­ется в том, что в переходных режимах, связанных с изменением на­правления вращения двигателя, напряжения вентильных групп оказываются несогласованными между собой, что ведет к появлению в реверсивном контуре неуравновешенной постоянной составляющей уравни­тельного напряжения, направленной в сторону проводимости вентилей групп.

Несогласование напряжений вентильных групп может произойти по двум причинам:

– из–за различного быстродействия систем управления группа­ми вентилей;

– из–за неполной управляемости вентилей.

Современные полупроводниковые системы управления свободны от первого недостатка. Поэтому вторая причина является основной. Физичес­кая сущность второй причины заключается в следующем: при больших скоростях изменения управляющего сигнала ЭДС группы вентилей, пе­реходящей в инверторный режим (например, группа УВ1, рис. 45), изменяется по синусоиде фазного напряжения вентиля, проводящего ток по­следним, тогда как ЭДС группы, переходящей в выпрямительный режим (группа УВ2, рис.45), следует непосредственно за управляющим сигналом.

Сравнение ВП с раздельным и совместным способами управления приведено в табл. 9.

Таблица 9. Сравнительная оценка совместного и раздельного способов управления

Совместное управление	Раздельное управление
Необходимы уравнительные токо­ограничивающие реакторы	Может возникнуть потребность в реакторах для уменьшения зоны прерывистых токов
Уравнительные токи вызывают дополнительные потери и снижают КПД ЭП КПД ВП	Высокий КПД
Простота реализации непрерывно­го плавного регулирования скорости вращения ЭП	Сложность схемных решений для обеспечения непрерывного и плав­ного регулирования скорости вращения ЭП в зоне преры­вистых токов
ЭП работает в режиме непрерыв­ного тока	Возможен режим прерывистых токов в работе ЭП
Характеристика вход – выход ЭП линейна	Характеристика вход – выход ЭП в режиме прерывистых токов нелинейна
Высокое быстродействие ЭП благода­ря непрерывному характеру тока якоря	Пониженное быстродействие ЭП
Токи короткого замыкания между вентильными группами при ложных включениях ограничиваются уравнительным реактором	При ложных срабатываниях возни­кает режим короткого замыкания
Суммарная нагрузка преобразова­телей превышает величину полез­ной нагрузки на выходе: Рв. п≈1,1Рд N	Суммарная нагрузка преобразо­вателей равна нагрузке на вы­ходе: Рв. п=Рд N

Задача 26. ДПТ НВ типа 2ПФ250 имеет следующие паспортные данные: U_ном= 220 В; Р_ном = 45 кВт; n = 1000 об/мин; I_ном = 233 A; R_я= 0,07 Ом.

Необходимо рассчитать и построить электромеханическую и механическую характеристики двига­теля при питании его от ТП с внутренним сопротивлением R_п = 0,1 Ом при напряжении на выходе преобразователя U_d = U_ном. Определить значение U_d, при котором механическая характеристика пройдет через точку с координатами Ω_и = 30 рад/с, М_и = 400 Нм, и построить эту характеристику. Определить для рассчитанной U_d угол управления тирис­торами α, приняв U_d0 = 220 В.

Энергетические характеристики тиристорного ЭП

К энергетическим характеристикам тиристорного ЭП относят коэффициент мощности и коэффициент полезного действия.

Коэффициент мощности тиристорного ЭП определяется отношением активной мощности, потребляемой вентильным преобразователем (ВП) из питающей сети по первой (основной) гармоники P₁₍₁₎ к полной мощности S₁, потребляемой из питающей сети [11]:

, (118)

где

P₁₍₁₎ =m₁U₁I₁₍₁₎cosφ₍₁₎ – активная мощность, потребляемая ВП из питающей сети по первой (основной) гармоники;

S₁= m₁U₁I₁ – полная мощность, потребляемая ВП из питающей сети;

m₁– число фаз сети, питающей ВП;

U₁ – действующее значение напряжение фазы сети, питающей ВП;

I₁ – действующее значение тока фазы сети, питающей ВП;

I₁₍₁₎ – действующее значение первой гармоники тока фазы сети, питающей ВП;

φ₍₁₎ – фазовый сдвиг первой гармоники тока фазы по отношению к первой гармонике напряжения фазы сети, питающей ВП;

(119)

где

I₁₍₁₎/I₁=k_иск – коэффициент искажения формы тока питающей сети;

cos φ₍₁₎ =k_сдв – коэффициент сдвига первой гармоники тока питающей сети по отношению к напряжению.

Как было показано выше, кривые токов, потребляемых ВП, отличны от синусоидальной формы и, кроме первой (основной) гармоники, содержат в своем составе и высшие гармонические, порядок которых k' определяется соотношением

k'=k k_тm₂ ±1 ,

где k=1, 2, 3, 4, …– натуральный ряд чисел.

По формуле (106) нетрудно определить, что в кривой первичного тока трехфазной мостовой схемы выпрямления (k_тm₂=6) содержатся гармоники порядков 5, 7, 11, 13 и выше, а в кривой трехфазной однотактной схемы выпрямления (k_тm₂=3) содержатся высшие гармоники порядков 2, 4, 5, 7 и выше.

Амплитуда высшей гармоники при прямоугольной форме кривой тока обратно пропорциональны номеру гармоники, т.е.:

Следует отметить, что гармоники более высоких порядков имеют меньшую амплитуду и легче отфильтровываются вследствие более высокой частоты. Поэтому многофазные схемы ВП оказывают меньшее отрицательное влияние на работу силовой сети переменного тока.

Без учета коммутационных процессов коэффициент искажения формы тока питающей сети ВП

Для трехфазной мостовой схемы ВП коэффициент искажения формы тока первичной сети при L_d=∞

С учетом коммутационных процессов коэффициент искажения несколько увеличивается, что приводит к повышению коэффициента мощности ВП в целом.

Так, для трехфазной мостовой схемы ВП коэффициент искажения определяется по формуле

Без учета угла коммутации коэффициент сдвига равен косинусу угла регулирования, т.е.: k_сдв =cosα.

Для выпрямительного режима работы ВП с учетом угла коммутации угол φ₍₁₎= α+γ/2 коэффициент сдвига ВП определяется по формуле

При γ<30° более точные результаты определения k_сдв дает формула

Коэффициент полезного действия тиристорного ЭП

(120)

где:

Р₂ – полезная механическая мощность, снимаемая с вала электродвигателя;

∑ ∆Р – суммарная мощность потерь тиристорного ЭП;

∑ ∆Р= ∆Р_дв +∆Р_в +∆Р_др +∆Р_тр;

∆Р_дв=∆Р_эл+ ∆Р_мх;

∆Р_эл= I_я²R_я - электрические потери в обмотке якоря двигателя;

∆Р_мх – механические потери в электродвигателе.

∆Р_в – потери в вентилях ВП;

∆Р_в = k_тI_d∆U_{в. пр}+k_тI_{в. д}² R_{в. дин}; I_в.д – действующее значение тока, протекающего через вентиль.

∆Р_др =I_d²R_L – потери в меди дросселя;

∆Р_тр= ∆Р_c+ ∆Р_м;

∆Р_тр – потери в трансформаторе;

∆Р_c – потери в стали трансформатора;

∆Р_м – потери в меди трансформатора;

Вопросы для самоконтроля

1.Нарисуйте схемы ЭП постоянного тока при регулировании скорости вращения с помощью системы Г – Д, с помощью управляемого выпрямителя.

2. Каковы достоинства и недостатки системы Г – Д?

3. Нарисуйте механические характеристики ЭП постоянного тока при регулировании скорости вращения изменением напряжения обмотки якоря.

4. Приведите одну из схем реверсивного ЭП постоянного тока с управляемым выпрямителем. Дайте пояснение принципу работы этой схемы.

5. Поясните принцип работы управляемого выпрямителя, укажите каким образом осуществляется регулирование выходного напряжения выпрямителя.

6.Перечислите условия перевода управляемого выпрямителя в режим инвертирования.

7. Дайте пояснение понятию «ограничительная характеристика» зависимого инвертирования.

8.Перечислите и поясните возможные варианты регулирования мощности, отдаваемой зависимым инвертором в сеть переменного тока.

9.Укажите способы управления реверсивного ЭП постоянного тока с управляемыми выпрямителями. Приведите сравнительную оценку этих способов.

10.Приведите схему раздельного способа управления по знаку сигнала управления и поясните работу системы ТП-Д при реализации этого способа.

11. Приведите схему раздельного способа управления по знаку сигнала тока якоря и поясните работу системы ТП-Д при реализации этого способа.

12. Приведите схему раздельного способа управления по знаку сигнала управления и знаку тока якоря и поясните работу системы ТП-Д при реализации этого способа.

13.Перечислите энергетические характеристики тиристорного ЭП и поясните методики их расчета.

Регулирование напряжения якоря с помощью широтно-импульсного преобразователя [9]

Сущность импульсного управления состоит в периодическом дозировании потока энергии, передаваемого от источника питания к машине и обратно. Для выравнивания мгновенной мощности, отбираемой от источника питания к машине, в главной цепи системы должны быть установлены индуктивные или емкостные накопители электрической энергии. Так как обмотки электрической машины постоянного тока представляет собой в определенной мере активно-индуктивную нагрузку, создаются предпосылки для получения регулируемого электропривода с высокими показателями.

Импульсное регулирование напряжения, подаваемого на обмотку якоря машины постоянного тока, осуществляется с помощью полупроводникового широтно-импульсного преобразователя (ШИП). В пределах одного периода коммутации формируется однополярный или двухполярный импульс выходного напряжения ШИП.

В зависимости от этого все однокомплектные ШИП можно разделить на преобразователи с однополярным или двухполярным выходом.

В реверсивных электроприводах постоянного тока находит применение ШИП, выполненные по мостовой схеме с диодным мостом обратного тока (см. рис.49, а).

Способы управления ШИП и характеристики ЭП

Существует три способа управления ШИП:

- симметричный способ управления;

- несимметричный способ управления;

- комбинированное (поочередное) управление.

Симметричный способ управления (см. рис. 50, б и в). При этом способе управления импульсы управления поступают на все четыре транзистора мостовой схемы, причем транзисторы одной диагонали моста (VT1, VT4 или VT2, VT3) управляются одинаковыми знакопеременными импульсами управления (u_у1=u_у4 или u_у2=u_у3). Сигналы управления u_у2, u_у3 находятся в противофазе сигналам управления u_у1, u_у4. Относительная продолжительность включенного состояние транзисторов VT1, VT4 cоставляет γ, а транзисторов VT2, VT3 – t₂/Т=(Т-t₁)/T=1-γ.

Параметр γ=t₁/Т называется коэффициентом скважности. Напряжение на обмотке якоря двигателя положительно при работе транзисторов VT1, VT4 и отрицательно при работе транзисторов VT2, VT3. При симметричном способе управления напряжении на выходе ШИП имеет двухполярную форму. Среднее значение выходного напряжения ШИП равно нулю при γ=0,5, т.е. при t₁=t₂. При включении транзисторов VT1, VT4 ток обмотки якоря i₂ нарастает (интервалы 1-2-3, рис.50, в). В точке 3 транзисторы VT1, VT4 закрываются. Двигатель на интервале (1-γ)Т работает в режиме противовключения; возникающий при этом тормозной момент уменьшает скорость вращения двигателя.

Уравнения равновесия напряжения обмотки якоря для двух рассматриваемых интервалов времени

L_яdi_я/dt+i_яR_я + k_е Ω=U_п, при 0 < t<t₁

L_яdi_я/dt+i_яR_я + k_е Ω=-U_п , при t₁< t<Т.

В зависимости от величины и характера момента нагрузки, величины коэффициента γ и электромагнитной постоянной времени Т_э=L_я/R_я машина может работать при непрерывных токах якоря в двигательном режиме, непрерывных тормозных токах и переменных токах якоря.

Среднее значение тока якоря

.

Выражение механической характеристики электропривода

U_п – напряжение источника питания ШИП;

Ω₀ =U_п/ k_е – угловая скорость вращения двигателя в режиме холостого хода;

R_я – активное сопротивление обмотки якоря;

k_е=С_еФ– кэффициент ЭДС двигателя;

С_е– конструктивный коэффициент двигателя.

На рис.51, а приведено семейство электромеханических характеристик ν=f(I_я), где

ν= Ω/Ω_{0 ном} – относительная угловая скорость или относительная частота вращения. Электромеханические характеристики электропривода постоянного тока ν=f(I_я) линейны и непрерывны в смежных квадрантах. Штриховыми линиями на рис. 51, а показана область прерывистых токов якоря.

Кроме отмеченного достоинства ЭП с ШИП при двухполярном выходном напряжении отличается хорошими динамическими и регулировочными характеристиками и простотой схемы управления. Его недостатками являются большая глубина пульсаций напряжения якоря и тока якоря, повышенные потери в магнитопроводе якоря и ухудшенные условия коммутации.

ЭП с ШИП применяются в маломощных ЭП с частыми пусками, торможениями и реверсами.

Несимметричный способ управления. Временные диаграммы, поясняющие этот способ, приведены на рис.50, в и г. При несимметричном способе управления переключаются лишь два транзистора из четырех транзисторов мостовой схемы. Из двух других оставшихся транзисторов один должен быть постоянно закрыт, а другой – постоянно открыт. Рассмотрим случай, когда переключаются транзисторы VT1 и VT2, транзистор VT3 заперт, а транзистор VT4 открыт (см. рис.50, г). Напряжение на якоре двигателя при этом имеет вид однополярных широтно– модулированных повторяющихся импульсов (см. рис.49, д), частота следования которых равна частоте импульсов управления u_у(t), подаваемых на базы транзисторов схемы. Преобразователь в этом случае работает в режиме однополярного выходного напряжения.

При включении транзистора VT1 на интервалах 1–2–3 (см. рис. 52, д) машина работает в двигательном режиме, развивая противо – ЭДС вращения Е_я <U_я.

Электрическая энергия источника питания преобразуется в механическую энергию, передаваемую на вал двигателя, и электромагнитную энергию, запасаемую в индуктивности обмотки якоря L_я (см. рис.50, а). В точке 3 (см. рис.50, д) транзистор VT2 открывается. Из-за возникшей ЭДС самоиндукции обмотки якоря е_L>Е ток якоря в интервале 3-5 (см. рис.52, д) будет протекать по внутреннему контуру, образованному диодом VD2 и транзистором VT4 (см. рис.52, б). Электромагнитная энергия, запасенная индуктивностью L_я, на интервале 3– 5 преобразуется в механическую энергию.

На интервале 5– 6 (см. рис.52, д) ток якоря меняет свое направление и протекает по контуру, образованному транзистором VT2 и диодом VD4, под воздействием ЭДС двигателя Е_я (см. рис.52, в). Механическая энергия преобразуется в электрическую энергию, часть которой рассеивается на активном сопротивлении замкнутого контура (на рис. 52, в это сопротивление не показано), а другая часть этой энергии запасается в индуктивности обмотки якоря L_я. Переключение транзисторов VT1 и VT2 в исходное состояние происходит в точке 6 (см. рис. 52, д).

Так как перед этим ток в обмотке якоря протекал в отрицательном направлении, то после закрытия транзистора VT2 этот ток будет протекать под воздействием ЭДС самоиндукции е_L будет протекать через диоды VD1 и VD4 в направлении, противоположном направлению напряжения источника питания U_п (см. рис. 52, г). Происходит процесс рекуперации энергии. Если ШИП питается от сети переменного тока через неуправляемый выпрямитель, то из-за односторонней проводимости и неуправляемости выпрямителя это энергия не может быть передана в сеть переменного тока, а может быть передана только конденсатору фильтра С_ф, напряжение на котором начнет возрастать. По окончании процесса будем иметь эквивалентную схему, изображенную на рис. 52, д.

Для разряда электрической энергии, запасенной конденсатором, параллельно ему следует установить специальное разрядное устройство, представляющее собой последовательно соединенные резистор и транзисторный ключ. Это устройство часто называют «чоппер». При возрастании напряжения конденсатора выше допустимого уровня система управления подает сигнал на базу транзистора, что приводит к открытию транзистора и разряду конденсатора на разрядный резистор.

Механические характеристики ЭП в режиме питания однополярными импульсами выходного напряжения ШИП располагаются во всех четырех квадрантах системы координат (см. рис. 51, б). Отключенному состоянию двигателя соответствует режим при γ=0 для транзисторов VT1 и VT3. Для изменения направления вращения двигателя необходимо изменить алгоритм управления ШИП – поменять импульсы транзисторов VT1 ↔VT3 и VT2↔ VT4.

Глубина пульсаций тока якоря при несимметричном способе управления в два раза меньше, чем при симметричном способе управления ШИП. Это достоинство несимметричного способа управления. Недостатком несимметричного способа управления является ограничение темпа торможения и реверсирования, а также неодинаковые условия работы транзисторов.

Комбинированный (поочередный) способ управления ШИП. При этом способе управления работа транзисторов одинакова, благодаря тому, что независимо от знака сигнала управления в состоянии переключения находятся все четыре транзистора, причем частота переключения каждого транзистора вдвое меньше частоты широтно- импульсного однополярного напряжения, подводимого к якорю двигателя. Пары транзисторов VT1, VT2 и VT3, VT4 управляются знакопеременными широтно - модулированным импульсами противоположной полярности, при этом импульсы управления транзисторов VT3, VT4 являются противофазными по отношению к импульсам управления транзисторов VT1, VT2 на частоте их следования f_у=f_u.я/2 (см. рис.53, а).

Форма кривых и величина напряжения и тока якоря при этом способе переключения транзисторов при одинаковом значении коэффициента γ равны соответствующим значениям при втором способе управления (т.е. при несимметричном способе управления). Идентичными являются и энергетические состояния схемы переключения транзисторов VT1 и VT2 на интервале 0 <t ≤T при открытом транзисторе VT4, а также на интервале T<t ≤ 2T при переключении транзисторов VT3, VT4 при открытом транзисторе VT1 (см. точки 1– 13 на рис. 53, б). При поочередном (третьем) способе управления на обмотку якоря поступают однополярные импульсы напряжения длительностью γТ, точно такие же как и при несимметричном способе управления.

Механическая характеристика при втором и третьем способах управления описываются одинаковым выражением .

Вид этих характеристик приведен на рис.51, б.

При одновременном переключении транзисторов одного и того же плеча VT1, VT2 или VT3, VT4 возникает опасность сквозных коротких замыканий источника питания в течение интервалов времени, определяемых длительностью времени рассасывания неосновных носителей в базовых областях транзисторов. Для предотвращения коротких замыканий необходимо импульс управления на включение очередного транзистора производить с некоторой временной задержкой.

Рис.50. Схема ШИП (а) и временные диаграммы, поясняющие симметричный (б) и несимметричный способы управления (в)

Рис.51. Электромеханические характеристики ЭП с ШИП при симметричном способе управления (а) и несимметричном способе управления (б)

Рис. 52. Схемы рабочих интервалов, поясняющие несимметричный способ управления ШИП

Рис.53. Временные диаграммы, поясняющие поочередный способ управления ШИП: а – временные диаграммы импульсов управления; б – кривые напряжения и тока якоря.

Вопросы для самоконтроля

1.Приведите схему ЭП постоянного тока с широтно-импульсным преобразователем.

2. Приведите временные диаграммы и дайте пояснения несимметричному способу управления ШИП. Приведите механические характеристики ЭП при реализации этого способа управления. Укажите каким образом можно изменить направление вращения двигателя при этом способе управления.

3. Приведите временные диаграммы и дайте пояснения симметричному способу управления ШИП. Приведите механические характеристики ЭП при реализации этого способа управления. Укажите каким образом можно изменить направление вращения двигателя при этом способе управления.

4. Приведите временные диаграммы и дайте пояснения комбинированному (поочередному) способу управления ШИП. Приведите механические характеристики ЭП при реализации этого способа управления. Укажите каким образом можно изменить направление вращения двигателя при этом способе управления.

5. Перечислите энергетические характеристики ЭП постоянного тока с широтно-импульсным преобразователем в цепи обмотки якоря и поясните методики их расчета.