2.8 Расчет цепи защиты от перегрузки по току.

Потенциал на базе защитного транзистора VT9 (вывод 11 микросхемы А1) можно определить как:

U₁₁ = U_Э1 + U_БЭ1-U_R5, где

U_Э1 - напряжение на эмиттере транзистора VT1,

U_БЭ1 - на­пряжение между базой и эмиттером транзистора VT1,

U_R5 -падение напряжения на резисторе R5.

U_R5 = (U_БЭ1 + U_VD) R₅ / (R₅ + R₆),

U₁₁ = U_Э1 + U_БЭ1 - (U_БЭ1 + U_VD) R₅ / (R₅ + R₆),

где Uvd - падение напряжения на VD1.

Потенциал на эмиттере защитного транзистора VT9 (вывод 10 микросхемы А1) можно определить как U₁₀ = U_Э1 – I_Н R₈, где I_Н - ток нагрузки стабилизатора. Отсюда напряжение база-эмиттер защитного транзистора VT9

U_БЭ9 = U_11,12 = U_БЭ1 - (U_БЭ1 + U_VD) R₅/ (R₅ + R₆) + I_Н R_Н (2.20)

Для режима короткого замыкания уравнение цепи защиты принимает вид

⁽U_БЭ1 ⁺ I_КЗ R₈ ^- U_БЭ9^{) /} R₅ ⁼ I_Б9⁺ U_БЭ9 ^{/ (}R₆ ⁺ R₇^{) ≈} I_5,6 ^(2.21)

где I_Б9 - ток базы защитного транзистора VT9 (А1);

I_5,6- ток делителя R5, R6.

Из полученных уравнений (2.20) и (2.21), задавшись величинами I_Н = I_Нmax, I_КЗ, I_5,6 и выбрав U_VD, R₈, R₇, можно определить R₅, R₆.

Сначала выберем резистор R8, обеспечивающий измерение тока нагрузки. Согласно данным, напряжение отпирания защитного транзистора VT9 микросхемы А1 составляет U_БЭ9⁼ 0,7 В, поэтому можно принять

R₈= U_БЭ9/ I_Нmax, (2.22)

R₈= 0.7/ 10,8  0,064 Ом

P_R8 = 0.7*10,8=7,5610 Вт

Из выбираем прецизионный проволочный резистор типа С5-16 В, 0,22 Ом ± 1 %, 5 Вт

Напряжение смещения Uvd определяется падением напряжения на стабилитроне VD1. Чтобы U_VD незначительно зависело от параметров нагрузки, необходимо обеспечить протекающий через VD1 ток I_VD >> I_5,6, где I_5,6 - ток делителя R5, R6.

Согласно рекомендациям по использованию микросхемы А1 имеем I_5,6≥ 0,3 мА. Отсюда выбираем ток I_VDmax= 10 мА.

Для надежной работы цепи защиты, U_VD принимают

U_VD =(2÷3) U_R8, (2.23)

Согласно (2.22) и принятому току выбираем в качестве VD1 кремниевый стабилитрон 2С119А со следующими основными параметрами :

напряжение стабилизации 1,9 В при токе стабилизации 10 мА;

разброс напряжения стабилизации при 298° К от 1,71 до 2,09 В,;

температурный коэффициент напряжения стабилизации не хуже -0,4 %/ К;

временная нестабильность напряжения стабилизации ±3,5 %;

дифференциальное сопротивление не более 25 Ом;

минимальный ток стабилизации 1 мА;

максимальный ток стабилизации 100 мА;

рассеиваемая мощность 260 мВт.

Ток стабилитрона VD1 ограничивается резистором R7, сопротивление которого находится по формуле

R₇ = (U_Hmax – U_R8 – U_VD) /I_VD. (2.24)

В нашем случае:

R₇ = (9 - 0,7 – 1,9)/10 = 0,64 кОм.

P_R7 = 10^-4 *0,64*10³ = 6,4 мВт.

Выбираем резистор типа С2-33, 1,0кОм, 0,25 Вт .

Из ранее полученных уравнений (2.20) и (2.21), приняв I_Н = I_Нmax, находим параметры резисторов R5, R6.

R₅ = (U_БЭ1 + I_КЗR₈ –U_БЭ9) /I _5,6, (2.25)

R₆= R₅ (U_БЭ1 + U_VD) /( U_БЭ1 + I_HmaxR₈ - U_БЭ9) – R₅ (2.26)

Ток короткого замыкания можно оценить из соотношения

I_КЗ≤P_VTmax/U_Пmax (2.27)

В нашем случае I_КЗ ≤ 90/28,863  3 А. Принимая I_КЗ = 1 А, I_5,6 =1мА, из (2.25) находим

R₅ = 1,4 кОм.

P_R5 = 1,4 мВт.

Выбираем резистор типа С2-33, 1,5 кОм, 0,25 Вт, рисунок В.5.

Из (2.26) находим

R₆ =1,5(2 + 1,9) / (2+1*0,1- 0,7) -1,5 = 2,67 кОм.

P_r6 = 2,67 мВт.

Выбираем резистор типа С2-33,2,7 кОм, 0,25 Вт (рисунок В.5). В силу того, что параметры полупроводниковых приборов и номиналы резисторов имеют разброс, для более точной настройки цепи защиты необходимо R₆ подбирать при регулировке стабилизатора.

2.9 Выбор конденсаторов С1-С5

Конденсатор С4 повышает устойчивость работы стабилизатора за счет уменьшения коэффициента усиления дифференциального каскада VT4, VT5 (А1) на высоких частотах. Рекомендуется выбрать С₄ = 0,15 мкФ. Для нашего варианта выбираем керамический конденсатор типа КМ-6, 0,15 мкФ, номинальное напряжение 25 В, группа ТКЕ - Н30.

Выходной конденсатор фильтра С5 обеспечивает устойчивость при импульсном изменении тока нагрузки и снижает уровень пульсаций. Входные конденсаторы C1, С2 необходимо включить для устранения генерации при скачкообразном изменении входного напряжения. Генерация входного напряжения может возникать из-за влияния паразитных индуктивности и емкости соединительных проводов с источником питания. Эти емкости рекомендуется рассчитать из соотношений

С₅ ≥ 0,25 I_H (мкФ),

С₁ ≥ 0,04 I_П (мкФ), (2.28)

С₂ ≥ 0,04 I_Д (мкФ),

где I_H - ток нагрузки в амперах;

I_П - ток, потребляемый от источника питания U_П в амперах;

I_Д - ток источника питания U_Д в амперах.

В нашем случае

С₅ ≥ 0,25*1 =0,25 (мкФ),

С₂ ≥ 0,04*1 =0,04 (мкФ),

С₁ ≥ 0,04*0,953 = 0,03 (мкФ),

Выбираем керамические конденсаторы типа К10-47: C₅=2,2 мкФ, номинальное напряжение 50 В, группа ТКЕ - Н30;C₁= 0,5 мкФ, 50 В, Н30; 0,1 мкФ, 50 В, Н30. Габаритные размеры приведены на рисунке В. 13.

Конденсатор С3 шунтирует выход опорного напряжения от наводок и помех со стороны других элементов схемы. Выбираем конденсатор типа КМ-6, С₂ = 0,1 мкФ, 50 В, группа ТКЕ - М750 (рисунок В. 13).

2.10 Выбор резистора R1

Резистор R1 ограничивает ток внешнего выключающего сигнала U_У. Рекомендуемый ток управления 0,5÷З мА, откуда

R₁ = U_У/(0,5+З). (2.29)

Полагаем минимальное напряжение управления U_У = 5 В, тогда

R₁ = 5 / 0,5 = 10 кОм.

Выбираем резистор типа С2-33, 10 кОм, 0,25 Вт, рисунок В.5.

3 Расчет выпрямителя и сглаживающего фильтра

В техническом задании на курсовой проект определено, что стабилизатор питается от промышленной сети переменного тока. В состав источника питания входят понижающий трансформатор, выпрямитель и сглаживающий фильтр. Трансформатор осуществляет преобразование напряжения питающей сети в более низкое напряжение. Выпрямитель преобразует это напряжение в однополярное пульсирующее напряжение, а сглаживающий фильтр уменьшает пульсации выпрямленного напряжения до необходимого уровня.

3.1 Расчет сглаживающего фильтра

Проектирование начинаем с выбора и расчета сглаживающего фильтра. Наиболее широкое применение в источниках питания нашли фильтры, состоящие из одной емкости (С-фильтры), из сопротивления и емкости (RC-фильтры), из индуктивности и емкости (LC-фильтры). Чисто емкостные фильтры и RC-фильтры применяют обычно при сравнительно малых токах - не более 2÷3 А [2, 4]. При больших токах часто применяют LC-фильтры, причем они могут быть однозвенные или двухзвенные. Исходными данными для расчета фильтра являются амплитуда пульсаций на входе и выходе фильтра, частота пульсаций, напряжение и ток нагрузки для фильтра.

Требуемый коэффициент сглаживания фильтра определяется как

g = ∆U_В U_В /(∆U_П U_П) (3.1)

где ∆U_В U_В - амплитуда пульсаций выпрямленного напряжения;

∆U_П U_П - амплитуда пульсаций выходного напряжения фильтра.

Для LC-фильтров падение постоянной составляющей напряжения на фильтре невелико, поэтому можно принять U_В = U_П * тогда

g = ∆U_В /∆U_П (3.2)

Коэффициент пульсаций ∆U_В определяется схемой выпрямителя. В нашем примере задана двухфазная цепь сеть 220 В. Выберем схему двухполупериодного выпрямления с нулевой точкой. На рисунке 6 приведена схема выпрямителя. Выпрямитель VD2÷VD4 обеспечивает питание силовых цепей стабилизатора U_П. Выпрямитель VD5÷VD8 обеспечивает формирование дополнительного питающего напряжения U_Д. Для сглаживания пульсаций питающих напряжений выбраны однозвенные LC фильтры.

Рисунок 6 - Схема двухполупериодного выпрямиителя

Известно, что коэффициент пульсаций для выбранной схемы выпрямления составляет Ub ∆U_В = 0,25 . Отсюда требуемый коэффициент сглаживания

g = 0,25/0,03 = 8,3

Согласно рекомендациям при 3 < g < 16 целесообразно использовать однозвенный фильтр. Для обеспечения требуемого коэффициента сглаживания необходимо выполнить условие:

L_ФС_Ф≥(g +1)/(4 m²π² f_c²), (3.3)

где £ф, С_ф - индуктивность и емкость фильтра;

m - число пульсаций выпрямленного напряжения за период (m = 3);

f_C - частота сети (50 Гц).

Минимальное значение индуктивности фильтра находится согласно

L_Фmin = 2*U_0X/[(m²- 1)m π f_c I_Hmin], (3.4)

где U_0X - выпрямленное напряжение в режиме холостого хода;

I_Hmin - минимальный ток нагрузки для фильтра, принимаем I_Hmin = 0,4 I_Н.

Пока не выбраны силовой трансформатор и диоды выпрямителя принимаем U_0X = 1,2 U₀, где U_0П - номинальное выпрямленное напряжение. Для основного и дополнительного источника питания, с учетом допустимого увеличения напряжения сети, номинальные выпрямленные напряжения находятся как

U_0П = U_П (1+а_с)

U_0Д = U_Д (1+а_с) (3.5)

В рассматриваемом примере

U_0П = 25,23*1,1= 27,753 В.

Откуда:

L_1min = (2*1,2*14,51*1,1)/(8*3*3,14*50*1) = 38,3/3768= 10,16 мГн.

Выбираем сглаживающий дроссель L = 10 мГн, на ток 6 А. Конструкторский расчет дросселя в данном курсовом проекте не выполняется.

Из (3.3) имеем

L₁С₆≥ 10,16*10^-6 (Гн х Ф),

откуда требуемое значение емкости фильтра

С₆≥10,16*10^-6/10,16=0,109 мкФ.

Выбираем в качестве С6 электролитический конденсатор типа К10-17Б, 0,15 мкФ, Н50

При включении питания и сбросе нагрузки за счет колебательных процессов на выходе LC-фильтра возникает перенапряжение. Необходимо обеспечить, чтобы перенапряжение не превысило допустимое для стабилизатора значение. Перенапряжение при сбросе нагрузки оценивается выражением

U_Пm = [L_ФI_H²/C_Ф+U₀²]^1/2 (3.6)

В нашем варианте

U_Пm = [10.16*10^-3*81/0,109*10^-3+ 27,753²]^1/2 = 16,2 В

U_Пm меньше допустимого значения напряжения на входе стабилизатора. При включении выпрямителя напряжение на конденсаторе может достигать

U_Cm =U_0П (l+∆U_Cm), (3.7)

где ∆U_Cm - относительное изменение напряжения на конденсаторе фильтра, определяется из графика на рисунке 7 в зависимости от коэффициента затухания фильтра.

δ_Ф = 0,5(R_B/ρ_Ф + ρ_Ф /R_H) / (1+R_В/Rн)^1/2, (3.8)

где δ_Ф - коэффициент затухания фильтра;

R_В - суммарное внутреннее сопротивление трансформатора, выпрямителя и фильтра;

ρ_Ф = (L_Ф/С_Ф)^1/2 - волновое сопротивление фильтра.

П оскольку пока не известны параметры выпрямителя и трансформатора, можно принять R_В = 0,2 R_Н. Для рассматриваемого варианта

R_H = 25,23/9 = 2,8 Ом,

R_B = 0,2 R_H Ом,

ρ_Ф = (10,16/0,109)^1/2=9,65 Ом,

откуда

δ

Рисунок 7 - Зависимость относительного изменения напряжения на выходе LC-фильтра от коэффициента затухания

_Ф = 0,5(0,2*R_H /9,65+9,65/2,8) / (1+0,2)^1/2 = 0,497=0,5.

Из графика (рисунок 7) находим

∆U_Cm = 0,15.

Согласно (3.7) имеем

U_Cm = 14,51(1+0,15) = 16,68 В.

При включении выпрямителя, работающего на LC-фильтр, ток через диоды выпрямителя также превышает свое установившееся значение и находится как

I_Вm = Iн(1+∆I_В), (3.9)

г де ∆I_В определяют по графику, приведенному на рисунке 8 в зависимости от соотношений R_B/R_H и ρ_Ф/R_H . Для нашего примера по графику находим ∆I_В ⁼ 4 А, откуда I_Вm = 9(1+4) = 45 А. При выборе диодов выпрямителя необходимо, чтобы они выдерживали однократный ударный ток 45 А.

3.2 Расчет выпрямителя

Исходными данными для расчета выпрямителя являются напряжение питающей сети Uc, число фаз питающей сети, частота питающей сети , выпрямленное напряжение U₀ выпрямленный ток I_Н. Для работы выпрямителя существенным является характер нагрузки, т.е. схема сглаживающего фильтра. В зависимости от того, с какого элемента начинается фильтр, различают емкостную, индуктивную или активную нагрузки. Недостатком чисто емкостных фильтров является худший коэффициент использования трансформатора и большая амплитуда тока выпрямительных диодов. Недостатком выпрямителей с индуктивным фильтром является перенапряжение на выходной емкости, возникающее во время включения питания и скачкообразном изменении тока нагрузки.

Расчет выпрямителя сводится в основном к выбору вентилей. Вентили выбираются по величине среднего, амплитудного и ударного тока, а также по величине обратного напряжения. Для трехфазного выпрямителя с нулевой точкой имеем

I_Вср = Iн /2,

I_Bm = I_H

U_m = 2,45*U₂=2,1*U_0X

I₂= 0,58I_H, (З.10)

где I_Вср - средний ток диода ;

I_Bm - максимальный ток диода;

U_m - максимальное обратное напряжение на диоде;

U₂ - действующее значение напряжения на вторичной обмотке трансформатора;

U_0X- выпрямленное напряжение в режиме холостого хода;

I₂ - действующее значение тока через диод и вторичную обмотку трансформатора.

Для рассматриваемого варианта находим

I_Вср = 9 /3 = 3 A,

I_Bm = 9 A

U_m = 2,1*27,7=33.51 B

I₂= 0,58*9 = 5.22 A

По рассчитанным данным с учетом ударного тока выбираем из низкочастотный диод типа KBPC1010 со следующими параметрами:

Максимальное постоянное обратное напряжение,В 1000

Максимальное импульсное обратное напряжение,В 1200

Максимальный прямой(выпрямленный за полупериод) ток,А 10

Максимальный допустимый прямой импульсный ток,А 200

Максимальный обратный ток,мкА 10

Максимальное прямое напряжение,В 1.1

при Iпр.,А 5

Рабочая температура,С -55...125

Уточняем напряжение холостого хода выпрямителя

U_0X = U₀ +∆U_R + ∆U_X +∆U_B +∆U_L, (3.11)

где ∆U_R , ∆U_X - падение напряжения на активном и реактивном сопротивлениях трансформатора;

∆U_B - падение напряжения на вентилях;

∆U_L - падение напряжения на активном сопротивлении дросселя.

С целью упрощения расчета принимаем ∆U_R + ∆U_X = 0,1U₀. Из справочных данных диода имеем ∆U_B = 1 В. Согласно рекомендациям, падение напряжения на дросселе принимаем ∆U_L= 0,1U₀ B. Для рассматриваемого варианта находим:

U_0X = 14.51 +2,77 + 2,77 +1 = 21.05 В.

Уточняем обратное напряжение на диоде

U_m = 2,1*21.05= 44,2 В

Найдем параметры, необходимые для выбора трансформатора:

габаритная мощность трансформатора

P_T = 1,35(I_HU₀ + I_ДU_Д) = 1,35(9* 19,15 +0,953*2*10^-3) = 233 Вт.