15. Свч смесители на полевых транзисторах с затвором Шотки.

С хема смесителя СВЧ на полевом транзисторе с затвором Шотки (ПТШ) приведена на рис.4.16. Колебания гетероди­на и сигнала на затвор подаются через направленный ответвитель (НО). Отрезок микрополосковой линии (МПЛ) длиной l₂  _C4 и короткозамкнутый шлейф длиной l₁ = _C4 выполняют функции фильтров сигнала и согласующих цепей одновременно. Через шлейф подается напряжение смещения на затвор Е_З. В выходной стоковой цепи транзистора помимо фильтра промежуточной частоты (ФПЧ) используется ФВЧ, функ­ции которого выполняет короткозамкнутый отрезок линии длиной l₃ = _C2. обеспечивающий к.з. на частоте гетеродина и частично ослабляющий колебания других комбинационных частот во избежание перегрузки УПЧ напряжением гетеродина. Через l₃ подается напряжение питания на сток транзистора. На схеме С_Р — раздели­тельные конденсаторы, C_Ф и R_Ф — конденсаторы и резисторы фильтров в цепи питания.

Рис.4.16. СВЧ смеситель на полевом транзисторе с затвором Шотки

Недостаток схем на рисунках 4.15 и 4.16 – в необходимости большой мощности гетеродина из-за ослабления ее в НО. Схема на полевом транзисторе с двумя затворами Шотки лише­на этого недостатка – рис. 4.17.

4.17 – СВЧ смеситель на ПТ с двумя затворами Шотки

Колебания сигнала подводятся к первому за­твору через отрезок микрополосковой линии (МПЛ) длиной l₁  _C4, а колебания гетеро­дина через отрезок линии длиной l₂  _Г4 – к второму затвору. Этим обеспечивается хорошая развязка цепей сигнала и гетеро­дина без громоздких мостов или направленных ответвителей НО. Отрезки МПЛ длиной l₁и l₂ выполняют функции согласующих цепей между источниками сигнала и гетеродина и входами транзистора. Исходные смещения на за­творы подаются через короткозамкнутые шлейфы длиной l_З1  _C4 и l_З2  _Г4. Разомкнутый шлейф длиной l_З = _C4 обеспечивает к.з. стока для колебаний гетеродина.

Для преобразователей СВЧ характерно многократное взаимо­действие колебаний комбинационных частот. В частности, сильны эффекты, обусловленные обратными и вторичными преобразова­ниями. При обратном преобразовании выходное напряжение с часто­той f_ПР создает на входе смесителя наряду с напряжением сиг­нальной частоты

f_С = f_Г ± f_ПР колебание зеркальной частоты f_З = f_С  f_ПР. В результате вторичного преобразования входное на­пряжение зеркальной частоты образует на выходе смесителя ко­лебание с частотой f'_ПР = | f_З  f_Г| = f_ПР. Фаза это­го колебания зависит от многих факторов и, как правило, отли­чается от фазы напряжения промежуточной частоты, получаемо­го при основном преобразовании, что может приводить к частотным и фазовым искажениям сигнала.

16. Диодные преобразователи частоты. Крутизна преобразования.

Два варианта схем диодных ПЧ – на рис.4.24. На СВЧ схемы следует рассматривать как электрические эквиваленты, так как в реальных кон­струкциях СВЧ резонансные цепи выполняются в виде отрезков полосковых (микрополосковых) или коаксиальных линий и волноводов. Напряжение (мощ­ность) от гетеродина подается на тот же колебательный контур, на который подается и сигнал (рис. 4.24, а) в том случае, когда частота f_Г, отличающаяся от f_С на величину промежуточной частоты f_ПР, оказывается в полосе пропускания входного контура.

Если ослабление колебаний гетеродина во входном контуре слишком велико, то источники напряжений гетеродина и сигнала можно соединить в цепи диода последовательно – рис.4.24, б).

	Р ис.4.24 – Диодный преобразователь частоты
Р ис. 4.25 – Эквивалентные схемы диода		Эквивалентная схема диода – рис.4.25,а): g – активная проводимость; C – емкость p-n-перехода; LS – индуктивность; rS – сопротивление соединительных проводников; CД – емкость держателя кристалла. На рис.4.25, б): C = Cpn + CД, где Cpn – емкость p-n-перехода.

У диодов, предназначенных для преобразования частоты в диапазонах дециметровых и сантиметровых волн, L_S и r_S очень малы. Их можно не учитывать и пользовать­ся более простой схемой – рис. 4.25, б): C – емкость диода, равная сумме емкости p-n-перехода и емкости держателя кристалла C_Д. При анализе диодного ПЧ, как и ранее, будем полагать U_Г и U_ПР малыми по сравнению с U_Г. Это допущение соответствует истинному положению, так как для преобразования частоты напряжение гетеродина должно быть большим, чтобы изменение тока захватывало значительный нелинейный участок характе­ристики диода.

Р ис. 4.26 – Эквивалентная схема преобразователя частоты

При малых уровнях преобразуемого сигнала и промежуточной частоты нелинейность диода не проявляется. При наличии модулирующего на­пряжения гетеродина диод для сигнала действует как линейная цепь с перемен­ными параметрами и эквивалентную схему ПЧ – на рис. 4.26.

Изменение проводимости g и емкости C диода (рис. 4.27) под действием напряжения гетеродина u_Г = U_Г cos(_Гt) можно предста­вить рядами Фурье:

g(t) = + cosk_Гt; C(t) = C₀ + C₀ cosk_Гt. (4.33)

	Рис. 4.27

Полный ток в цепи диода в соответствии со схемой рис.4.26 i = ug + dq_С /dt,

где u = u_С + u_ПР; q_С — заряд емкости. Учитывая равенство q_С = Cu , определим ток в цепи диода: i = ug + Cdu/dt + udC/dt. (4.34) Напряжения сигнала u_С и промежуточной частоты u_ПР определяются выра­жениями (4.1) и (4.4). Фазовый угол _ПР зависит от соотношения емкостной и резистивной составляющих проводимостей диода и от фазового угла проводи­мости нагрузки (на рис.4.24 – резонансный контур). Подставляя в (4.34) зна­чения g(t) и C(t) из (4.33) и

u = u_С + u_ПР, заменяя произведения тригонометриче­ских функций функциями суммарных и разностных углов и группируя слагае­мые, можно получить выражение для тока диода.