3. Тиристорно – конденсаторный регулятор постоянного тока с дозированной передачей энергии в нагрузку

Работа

Предположим С_к заряжен до напряжения U_вх+ U_вых.

В момент времени t₀ на тиристоры VS_1-3 подается сигнал управления. Они открываются и создается колебательный контур LC_к.

В колебательном контуре (цепь второго порядка, описывается дифференциальными уравнениями), ток и напряжение могут быть выражены

В процессе перезарядки С_к напряжение на L изменяет свою полярность и достигает напряжения U_вых.

U_L= U_вых│_t=t2

Включается диод VD, т.к. на нем появляется напряжение

Включение диода VD ограничивает дальнейший рост U_L.

В процессе перезарядки С_к напряжение на L изменяет свою полярность и

Преобразователи типа ас/dc

рис.18

По сх.18 Строятся все импульсные источники питания.

Описание работы.

1 блок-трехфазное переменное напряжение с частотой f=50 Гц с помощью неуправляемого трехфазного однонаправленного шестиполупериодного выпрямителя преобразуется, выпрямляется и на выходе мы получаем шести пульсное напряжение Uвыпр (рис.19)

. рис.19

С помощью LC-фильтра напряжение сглаживается. На выходе имеем напряжение показанное на рис.20

рис.20

Практически постоянное напряжение поступает на однофазный автономный инвертор напряжения, на выходе которого имеем знакопеременное периодическое прямоугольной формы напряжение. Оно поступает на импульсный трансформатор, на выходе которого получаем напряжение практически такого же вида (рис.21 ).

рис.21

Далее это переменное напряжение поступает на однофазный со средней точкой выпрямитель, на выходе которого получаем напряжение, вид которого показан на рис.22

рис.22

Далее выпрямленное напряжение прямоугольной формы поступает на фильтр, на выходе которого имеем напряжение, вид которого изображен на рис.23

Временные диаграммы

Двухтактные схемы и основы их расчета

При выборе схемы построения импульсного источника электро­питания разработчик в первую очередь руководствуется ожидаемыми габаритными размерами и простотой схемотехнических решений. Се­тевые источники, питающие нагрузки небольшой мощности (до 100—150 Вт), встраиваемые в достаточно габаритную аппаратуру, лучше строить по однотактной fly-back схеме. Для стабилизаторов, в которых не требуется гальванической развязки нагрузки от питающей сети, применяют чопперную схему. При питании от гальванических элементов или аккумуляторов можно использовать бустерную схему. Однако не исключены ситуации, в которых перечисленные преобра­зователи и стабилизаторы использовать нельзя.

Случай первый — прибор, питаемый от сети переменного тока, имеет ограниченные габариты (к примеру, в приборном корпусе не удается разместить достаточно крупный накопительный трансформа­тор фли-бак конвертора).

Второй случай - - потребляемая мощность прибора превышает 150...200Вт.

Третий случай — отдельные части схемы прибора требуют до­полнительного питания, гальванически развязанного от остальной схемы.

Во всех этих случаях требуется разработка так называемых двух­тактных схем преобразователей, имеющих гальваническую развязку первичной и вторичной цепей. Наибольшее распространение среди двухтактных конверторов получили три схемы: двухфазная пуш-пульная (push-pull), полумостовая (half-bridge) и мостовая (full-bridge). Достоинство этих схем состоит в том, что при необходимости разработчик может легко ввести в конструкцию узел стабили­зации выходного напряжения, либо отказаться от него. В первом слу­чае конвертор будет представлять собой полноценный источник пита­ния, к которому можно подключать любую нагрузку. Во втором случае получится простой преобразователь электрической энергии, требующий дополнительной стабилизации по выходу. В ряде случаев такой простой конвертор вполне устроит разработчика. Поскольку все три схемы двухтактных конверторов имеют множество аналогий, мы расскажем о них в одной главе, акцентируя внимание на индиви­дуальных особенностях и проводя сравнительный анализ.

Пуш-пульная двухфазная схема

Рис. 14.1. Базовая двухтактная push-pull схема преобразователя

Эта схема (рис. 14.1) состоит из двух ключевых элементов, в качестве которых используются мощные биполярные или поле­вые транзисторы. Трансформатор Тр имеет первичную и вторичную обмотки, разделенные на полуобмотки. К средней точке первичной обмотки подключен вывод источника питания. Вторичная цепь пред­ставляет собой двухфазный двухполупериодный выпрямитель VD1, VD2, а также фильтр пульсаций (в этой схеме элементом фильтра яв­ляется конденсатор С_ф).

В первом такте, как показано на рис. 14.2, l замкнут, Кл2 разо­мкнут, ток течет по полуобмотке 1.1 и трансформируется в полуоб­мотку 2.1. Диод VD1 открыт и проводит ток i_2.1, подзаряжая конденса­тор Сф. Во втором такте, изображенном на рис. 14.3, ключ Кл.l закры­вается и открывается ключ Кл2. Соответственно ток i_1.2 течет поп олуобмотке 1.2 и трансформируется в полуобмотку 2.2. Диод VD1 заперт, диод VD2 проводит ток i_{2 2}, подзаряжая конденсатор С_ф.

Та­ким образом, передача энергии в нагрузку осуществляется во время обоих тактов.

Ч тобы перейти к параметрам реальных схем, мы вначале предпо­ложим, что у нас, тем не менее, есть возможность применения идеаль­ных элементов. То есть транзисторы могут мгновенно переключаться, отсутствует время обратного восстановления диодов, первичная об­мотка обладает очень большим значением индуктивности намагниче­ния (согласно эквивалентной схеме). В этих условиях определить за­висимость выходного напряжения от величины входного очень про­сто. Напряжение первичной обмотки трансформируется во вторичную обмотку без потерь, с коэффициентом трансформации:

Отсюда:

К оэффициенты трансформации n_l и п₂ полагают одинаковыми, более того, уравнивают количество витков первичных и вторичных полуобмоток:

Н апряжение на первичной обмотке в режиме замкнутого ключа (без учета падения напряжения на силовом ключе):

П оскольку схема строится с двухполупериодным выпрямлением на выходе, соотношение между напряжением питания и напряжением на нагрузке:

П ока нам не совсем ясно, как можно ввести регулировку напряже­ния на нагрузке. Поэтому необходимо вспомнить о коэффициенте за­полнения и распространить его на двухтактную схему. Попытаемся выяснить, что произойдет, если мы сузим управляющие импульсы, как показано на рис. 14.4. Коэффициент заполнения и в случае двух­тактной схемы определяется точно так же, как и для однотактной:

где γ — отношение времени открытого состояния одного ключа к пе­риоду коммутации.

Рис. 14.4. К определению коэффициента заполнения

В данном случае мы определяем коэффициент заполнения для од­ного плеча двухтактной схемы. . Определим среднее значение тока на­грузки, учитывая, что передача энергии осуществляется на протяже­нии обоих полупериодов, а значит, среднее значения напряжения за один такт работы нужно удвоить:

Рис. 14.5. Графики, поясняющие работу пуш-пульной схемы преобразователя

Таким образом, регулируя γ в промежутке от 0 до 0,5, можно ли­нейно регулировать напряжение на нагрузке. В реальной схеме ни вкоем случае нельзя допускать, чтобы преобразователь работал с γ = 0,5. Типичное значение γ не должно превышать 0,4...0,45. Все дело в том, что используемые элементы не могут обладать идеальными свойствами. Как нам известно, первичная обмотка обладает ограни­ченной индуктивностью L_μ, которая накапливает энергию:

М аксимальный ток i_μ , показанный на графике (рис. 14.7), определяется из соотношения:

П ри размыкании Кл1 накопленная в магнитопроводе энергия стремится поддержать ток. Если бы в схеме не было защитного диода VDp₂, показанного на рис. 14.6, на Кл2 возник бы бросок отрицатель­ного напряжения. Способность биполярных транзисторов выдержи­вать отрицательные броски напряжения невелика (единицы вольт), поэтому разрядный ток i_μ необходимо замкнуть через диод VDp₂. Ди­од практически «накоротко» замыкает обмотку ω_{2 2} и быстро разряжа­ет L_μ (рис. 14.8). При разряде выделяется тепловая энергия, учесть ко­торую можно через следующее соотношение:

Рис. 14.6. К пояснению коммутационных

процессов в реальной схеме пуш-пульного

п реобразователя Рис. 14.7. Определение тока намагничения

Рис. 14.8. Разряд индуктивности намагничения

При работе пуш-пульного преобразователя разрядные диоды включаются попеременно. Следует также помнить, что в составе транзисторов MOSFET, а также некоторых транзисторов IGBT эти ди­оды уже есть, поэтому вводить дополнительные элементы нет необхо­димости.

Вторая неприятность связана с конечным временем восстановле­ния диодов выпрямителя. Представим, что в начальный момент вре­мени диод VD1 проводит ток. Направления действия ЭДС показаны на схеме «а» (рис. 14.9).

Рис. 14.9. Пояснение влияния конечного времени восстановления выпрямительных диодов

П ри включении транзистора VT1 ЭДС меняет направление (схема «б»), открывается диод VD2. Но в то же время диод VD1 не может мгновенно закрыться. Поэтому вторичная обмотка оказывается закороченной диодной парой VD1-VD2, что вызывает броски тока в клю­чевом элементе (это хорошо видно на эквивалентной схеме трансфор­матора). Форма тока первичной обмотки на совмещенном графике при у = 0,5 будет такой, как изображено на рис. 14.10.

Рис. 14.10. Характер тока обмоток трансформатора в случае наличия идеальных и реальных выпрямительных диодов

Во избежание коммутационных выбросов необходимо, во-пер­вых, вводить паузу между закрытием Кл1 и открытием Кл2 на время не менее чем удвоенное время обратного восстановления диода tгг. Во-вторых, если есть возможность, лучше отказаться от обычных ди­одов и применить диоды Шоттки.

Напряжение на закрытом ключевом транзисторе складывается из напряжения питания U_n и ЭДС первичной полуобмотки, которая в данный момент разомкнута. Поскольку коэффициент трансформации этих обмоток равен 1 (обмотки с одинаковым числом витков), пере­напряжение на ключевом транзисторе достигает 2 U_n. Поэтому, выби­рая транзистор, следует обратить внимание на допустимое напряжение между его силовыми электродами. Необходимо также учитывать, что ток ключевого транзистора складывается из постоянного тока на­грузки, пересчитанного в первичную цепь, и линейно нарастающего тока намагничения индуктивности первичной обмотки. Ток имеет трапецеидальную форму.

При определении максимального коэффициента заполнения в случае использования полевых транзисторов, которые переключают­ся достаточно быстро, нужно руководствоваться значением задержки обратного восстановления диодов. Промежуток времени, в течение которого переключение запрещено:

∆t_зад = 2t_rr.

П оправка коэффициента заполнения:

М аксимальный коэффициент заполнения:

П ри использовании биполярных транзисторов и транзисторов IGBT максимально возможный коэффициент заполнения уменьшает­ся за счет времени выключения и спада этих транзисторов, а также ха­рактерного «хвоста»:

Опыт показывает, что¹ коэффициент заполнения не превышает 0,45 в самом благоприятно^ случае.

Ч ем еще отличается реальная схема от идеальной? Сопротивления открытого диода и ключевого транзистора отличны от нулевого. Учесть падение напряжения на этих элементах (и поправку на коэф­фициент трансформации) можно так, как показано на рис. 14.11.

Рис. 14.11. Учет паразитных параметров схемы

а) Выпрямительные диоды: в открытом состоянии на диоде падает в среднем 0,7.. .1,0 В (стандартный диод), либо 0,5. ..0,6 В (диод Шоттки);

б) Ключевые транзисторы: если в качестве ключа используется биполярный транзистор или транзистор IGBT, на ключе будет падать напряжение Uкэ (в режиме насыщения). Типичное значение напряже­ния насыщения — 0,2. ..0,5 В. Для транзистора MOSFET необходимо вычислить напряжение:

П редварительный расчет основных параметров схемы пуш-пульного конвертора должен определить коэффициент трансформации п и габаритную мощность трансформатора. Мы уже выяснили, что:

Иначе (с учетом падения напряжения на ключах и выпрямитель­ных диодах):

г де - минимально возможное напряжение питания (задается в начале разработки).

К примеру, если проектируется преобразователь с батарейным пи­танием, в качестве этого напряжения можно принять значение напря­жения, измеренное на клеммах батареи в конце срока службы.

Н еобходимо также определить минимальное значение коэффици­ента заполнения γ _min, исходя из максимального значения напряжения питания (этот параметр понадобится при определении параметров сглаживающего выходного фильтра):

Т еперь можно перейти к определению габаритной мощности трансформатора, которая вычисляется как полусумма мощности, пе­реданной в первичную обмотку и полученной со вторичных обмоток. В случае двухобмоточного трансформатора габаритную мощность можно определить как сумму мощностей нагрузки и мощности, из­расходованной на схему управления (если преобразователь построен таким образом, что схема управления питается от этого же трансфор­матора):

В ыбор необходимого магнитопровода для трансформатора осу­ществляется по формуле для габаритной мощности, выведенной в разделе «Как работает трансформатор». По этой формуле мы должны определить произведение SS₀. Следует отметить, что для двухтактных преобразователей предпочтительнее использовать тороидальные магнитопроводы, поскольку трансформаторы, намотанные на них, получа­ются наиболее компактными. Итак, габаритная мощность трансформа­тора, намотанного на магнитопроводе конкретных размеров:

где η_тр— КПД трансформатора (типичное значение 0,95...0,97) Разработчиком должно быть выполнено условие:

Ч исло витков первичной полуобмотки можно найти по следую­щей формуле, которая представляет собой форму записи закона элек­тромагнитной индукции:

Ч исло витков вторичной полуобмотки:

П осле этого нужно выбрать необходимый диаметр провода и про­верить заполнение окна медью. Если коэффициент а получится более 0,5, необходимо взять магнитопровод с большим значением S₀ и пере­считать количество витков.

Определить температуру перегрева трансформатора можно по следующей формуле:

г де ∆E_n - - перегрев (Т_n = Т_а + ∆T_n);

Т_п — температура поверхности трансформатора;

Р_п — суммарные потери тепла (на активном сопротивлении об­мотки и в магнитопроводе);

S_охл -- площадь наружной поверхности трансформатора;

α-- коэффициент теплоотдачи (α = 1,2 • 10^-3 Вт/см² • °С).

После расчета трансформатора нужно провести выбор силовых элементов по допустимым значениям токов и напряжений, облегчить при необходимости тепловой режим с помощью теплоотводящих ра­диаторов.

Очень важный вопрос, который сейчас необходимо рассмот­реть, — это выбор схемы управления двухтактным импульсным ис­точником. Не так давно все эти схемы приходилось проектировать на дискретных элементах, что рождало достаточно громоздкие и не слишком надежные решения. Микросборки, применяющиеся для уп­равления однотактными схемами стабилизаторов и преобразовате­лей, впрямую не годятся для использования в двухтактных схемах, поскольку нужно иметь, два парафазных выхода, управляемых одним генератором. Кроме того, микросхема должна содержать специаль­ный узел для гарантированного ограничения у, чтобы не допустить аварийных ситуаций и сквозных токов. Желательно наличие дополни­тельных входов защитного отключения. В последнее время было раз­работано большое количество специализированных микросхем, в ко­торых уже есть практически все необходимые узлы.

Широко применяющаяся для управления блоками питания компь­ютеров типа IBM-PC микросхема TL494 (выпускается фирмой Texas Instruments, имеет отечественный аналог КР1114ЕУ1) подробно опи­сана в доступной книге [54]. Как пример, рассмотрим не менее инте­ресную микросхему СА1524 [53], выпускаемую фирмой Intersil. Эта микросхема содержит в своем составе цепи управления, контроля, нормально функционирует при питании от 8 до 40 В. Она может быть применена в составе любых схем стабилизаторов и преобразователей, описанных в этой книге.

Основные узлы микросхемы (рис. 14.12):

• термокомпенсированный опорный источник напряжения 5 В;

• точный RC-генератор;

• усилитель ошибки (разницы между требуемым напряжением на­грузки и реальным напряжением на выходе стабилизатора);

• компаратор схемы управления ключевыми транзисторами;

• усилитель ошибки по сигналу тока в первичной цепи;

• двухтактный выходной каскад, построенный на быстрых биполярных транзисторах;

• схема дистанционного управления включением/выключением.

Рис. 14.12. Функциональные узлы микросхемы СА1524 фирмы Intersil

Широтно-импульсное регулирование (ШИР) было рассмотрено нами в главе, посвященной чопперной схеме стабилизатора. В данном случае схема ШИР работает точно так же. Единственную особенность составляют триггер и схема логики, которые «маршрутизируют» уп­равляющие импульсы, поочередно направляя их то на один выход (транзистор Sa), то на другой (транзистор Sb). Триггер синхронизиро­ван тактовыми импульсами с задающего генератора. Тактовые им­пульсы имеют некоторую длительность, которая служит для органи­зации защитной паузы между выключением одного силового транзи­стора и включением второго. Таким образом, коэффициент заполнения у_тах не может быть более 0,45 (суммарное время паузы по двум выходам составляет 10%). Время паузы (dead time) можно регулировать, выбирая соответствующий номинал времязадающего кон­денсатора Ст. Частота работы задающего генератора определяется со­отношением rt и Ст (выбор этих элементов, показанных на рис. 14.13, осуществляется из графика, рис. 14.14). Можно заметить, что ощути­мые значения времени паузы получаются при достаточно больших номиналах емкости Ст. Если элементы времязадающей цепи уже вы­браны, «мертвое время» можно подрегулировать в пределах 0,5...5,0 мкс подключением конденсатора Cd к выводу 3, как показано на рис. 14.15. Величина этого конденсатора находится в пределах 100...1000 пФ. Однако такой способ разработчики схемы рекоменду­ют использовать только в крайнем случае.

Рис. 14.13. Элементы частотозада-ющей цепи Рис. 14.14. График выбора элементов времязадающей цепи

Еще один способ регулирования dead time заключается в ограни­чении величины напряжения усилителя ошибки (рис. 14.16).

Усилитель ошибки (выводы 1, 2, 9) имеет коэффициент усиления 80 dB (10000) и может быть снижен до необходимой величины вклю­чением резистора R_L между выводами 1(2) и 9 (в зависимости от того, прямая или инвертирующая схема включения используется разработ­чиком импульсного источника). Частота единичного усиления усили­теля ошибки f-- 3 МГц. Разработчики микросхемы отмечают, что усилитель ошибки, не охваченный цепью обратной связи, имеет так называемый полюс передаточной характеристики в точке 250 Гц

(сдвиг фаз между входным и выходным сигналом на этой частоте до­стигает 45 градусов). Полюс хорошо видно на графике (рис. 14.18). Это еще одна причина, по которой нельзя использовать усилитель без цепей обратной связи, показанных на рис. 14.17.

Р ис. 14.15. Дополнительный конденсатор Q, регулирующий «мертвое время» (а), и график выбора его номинала (б)

Рис. 14.16. Способ регулировки dead time посредством ограничения величины на­пряжения усилителя ошибки

Рис. 14.17. Обратная связь в усилите­ле ошибки

Источник без обратной связи может превратиться в генератор. Чтобы устранить возможность самовозбуждения, рекомендуется под-, ключать к выводу 9 корректирующую цепочку, как показано на. рис. 14.19.

Р ис. 14.18. АФЧХ усилителя ошибки Рис. 14.19. Корректирующая цепочка, устраняющая самовозбуждение

Параметры микросхемы СА1524:

• напряжение питания 8...40 В;

• максимальная частота задающего генератора — 300 кГц;

• нестабильность выходного напряжения — не более 1 %;

• температурная нестабильность — не более 2%;

• диапазон емкости Ст — 0,001...0,1 мкФ;

• диапазон сопротивления rt — 1,8...120 кОм;

• входное смещение усилителя ошибки — 0,5 мВ;

• входной ток усилителя ошибки — 1 мкА;

• максимальное напряжение «коллектор-эмиттер» транзисторов Sa и Sb —40B;

• токовая защита срабатывает при превышении тока потребления микросхемы более 100 мА;

• время нарастания тока коллектора транзисторов Sa и Sb -0,2 мкс;

• время спада тока коллектора транзисторов Sa и Sb — 0,1 мкс.

Микросхема имеет также вход внешнего управления (вывод 10). Отключение происходит при подаче высокого уровня (номинальный ток 0,2 мА).

Мы вернемся к микросхеме СА1524 при практической разработке экспериментального пуш-пульного преобразователя, а сейчас рас­смотрим появившиеся в последнее время маломощные интегрирован­ные источники, построенные по пуш-пульной схеме. Нужда в мало­мощном преобразователе появляется тогда, когда необходимо получить напряжение, источник которого не имеет гальванической связи с остальной схемой. К примеру, цифровые устройства передачи инфор­мации по длинным линиям нуждаются в таких источниках. Помеха, наведенная в длинной линии, может повредить передающее и прием­ное устройства, поэтому линия связи развязывается с помощью согла­сующих трансформаторов или оптоэлектронных приборов. Активные согласующие линейные устройства требуют питания.

Второй пример использования гальванически развязанных источников гораздо ближе к тематике книги. Чуть позже мы будем рассматривать так называемый бутстрепный метод управления двухтактны­ми каскадами. Мы увидим, что в данной схеме нужен источник, гальванически развязанный с общим проводом. В динамическом режиме эту функцию, как окажется, с успехом может выполнить конденсатор. А вот в статическом режиме без нормального источника не обойтись. Еще совсем недавно эта задача решалась с помощью дополнительной; обмотки на сетевом трансформаторе, что, конечно, не способствовало уменьшению габаритов схемы. Появление миниатюрных преобразо­вателей изящно решило эту проблему [55].

Для примера разберем устройство микросхемы DCP0115 фирмы] Burr-Brown [56], функциональные узлы которой показаны на рис. 14.20, а внешний вид — на рис. 14.21. В составе микросхемы имеется высокочастотный генератор и двухтактный каскад, работающий; с частотой 400 кГц. К силовому каскаду подключен миниатюрный трансформатор, который, тем не менее, позволяет получить мощность 1 Вт на нагрузке (при выходном напряжении 15 В). Имеются также схема мягкого старта и схема блокировки при перегреве с возможно­стью восстановления после отключения. Выводы синхронизации' (sync in, sync out) используются, когда микросхема работает совмест­но с другими импульсными источниками, имеющимися в приборе. Синхронизация позволяет избежать биения частот и снизить излучае­мые радиопомехи. Микроисточник выполнен в корпусе DIP-14.

ОСНОВНЫЕ ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ КЛЮЧЕВЫХ ПРИБОРОВ

Мощные полевые и биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT), обладая:

• лучшими характеристиками с точки зрения малых коммутационных потерь,

• высоких скоростей переключения и стойкости к режимам перегрузки,

Рис.1

Биполярные транзисторы применяются в импульсных источниках частотой 20...60 кГц, нр, системы электронных балластов флюоресцентных ламп (рис. 2).

Рис. 2

В импульсных источниках питания и регуляторах постоянного напряжения с частотой преобразования 75..200 кГц и выходной мощностью от десятков до единиц киловатт широкое применение находят мощные МДП-транзисторы и дискретные типы высокочастотных IGBT (рис.3).

Рис.3

Из главных задач улучшения энергетических показателей ключевых источников электропитания выделяют:

1. Уменьшение габаритных размеров и массы радиаторов силовых ключей за счет повышения КПД схемы.

2. Уменьшение массо-габаритных характеристик реактивных элементов преобразователя за счет увеличения частоты преобразования.

3. Исключение из схем низкочастотных трансформаторов.

Недостатки импульсных схем:

• Увеличение рабочей частоты преобразователя при форме выходного тока и напряжения, близкой к прямоугольной, приводит к росту динамических потерь в ключах из-за рассеивания дополнительной энергии в паразитных индуктивностях и емкостях силовой схемы;

• Высокий уровень помех при линейной коммутации ключей. Поэтому все большее применение находят схемы электропитания, построенные на основе резонансных преобразователей.

В данных устройствах паразитные элементы являются частью резонансного LC-контура, а силовые ключи коммутируются либо при нулевом токе, либо при нулевом напряжении, что уменьшает динамические потери и электрические перегрузки элементов преобразователя.

Регулирование выходного напряжения в резонансных схемах осуществляется изменением частоты. Наибольшее распространение получили схемы с последовательным LC-контуром, обеспечивающие ограничение тока и возможность параллельной работы на общую нагрузку (рис. 4.4).

а б

Рис. 4.4

Выходное напряжение преобразователя определяется частотой переключения транзисторов и добротностью контура. Работа на частотах ниже резонансной дает возможность коммутировать ключи схемы при нулевом токе, а при частотах выше резонансной — при нулевом напряжении. Данная коммутация является основным достоинством резонансных схем. Амплитудные и действующие значения токов и напряжений на силовых ключах при этом больше, в сравнении с обычными преобразователями, что увеличивает общие потери в схеме.

При выборе ключевых приборов в системах управления электродвигателями требования высоких скоростей переключения не являются доминирующими. Особенностями нагрузки в данных силовых схемах являются следующие факторы:

1. Индуктивный характер.

2. Наличие противонаправленной ЭДС вращения.

3. Кратковременные, но многократные перегрузки по току.

4. Близость пусковых режимов к режиму короткого замыкания.

Высокочастотные полевые транзисторы находят применение в данной области, как правило, для управления электродвигателями постоянного тока, работающими от источников постоянного напряжения (рис. 4.5). Одним из наиболее распространенных вариантов применения здесь является автомобильная электроника, ориентированная на работу от постоянного напряжения 12 В, обеспечиваемого аккумуляторной батареей. Эффективно используются высокочастотные МДП-транзисторы также в схемах управления шаговыми двигателями и безщеточными двигателями постоянного тока.

В системах питания двигателей постоянного тока от сети переменного тока, использующих фазовый способ регулирования эффективны в применении однооперационные тиристоры и симисторы (триаки).

В бытовых приборах и переносных электроинструментах с двигателями постоянного тока мощностью в доли киловатт данные ключи применяются как вследствие их дешевизны, так и простоты систем управления (рис. 4.6).

Метод фазового управления не позволяет плавно регулировать частоту выходного напряжения и получать ее выше частоты питающей сети. Поэтому все большее применение находят асинхронные электродвигатели переменного тока, работа которых строится на базе силовых инверторов напряжения с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) (рис. 4.7).

Применение ШИМ обеспечивает оптимальное управление скоростью вращения асинхронного двигателя путем изменения частоты выходных сигналов в широких пределах. Асинхронные двигатели более экономичны и долговечны, требуют меньших эксплуатационных затрат и более надежны по сравнению с электродвигателями постоянного тока. Стоимость СУ АД может быть больше стоимости самого электродвигателя.

Рис. 4.5 Рис. 4.6

Рис. 4.7

В данных системах возможно применение только полностью управляемых полупроводниковых ключей, сложность управления которыми определяет конечную стоимость оборудования.

В промышленных электроприводах, питаемых от сети переменного тока, рекомендуется применение ключевых приборов на токи от единиц до сотен ампер с частотой переключения от долей герца до десятков килогерц. Особое требование к обеспечению защиты от перенапряжений, коротких замыканий в нагрузке и сквозных токов. Силовые модули на базе IGBT, а также полевые тиристоры МСТ вытеснили в данном применении не только модули биполярных транзисторов, но даже и запираемые тиристоры (GTO).

Запираемые тиристоры и их модификация GCT, а также IGВT, IЕGT применяются:

1. в энергетических установках высоковольтных линий передачи постоянного тока,

2. сверхмощных электроприводах и системах электрифицированного транспорта,

3. в силовых инверторах для различных технологических установок (сварка, индукционный нагрев и т.п.), где требуется преобразование мощности в сотни киловатт и единицы мегаватт.

Главными требованиями к ключам являются:

• низкое прямое падение напряжения при значительных плотностях выходного тока,

• широкая область безопасной работы,

• высокая надежность.

Практическое внедрение индукционных тиристоров, несмотря на их перспективность и более высокие в сравнении с другими тиристорами динамические показатели, оказалось затруднительным главным образом из-за сложности управления и высокой себестоимости.

Перечисленные варианты применения мощных ключей не исчерпывают всего многообразия современных силовых схем и устройств. Отметим наиболее общие критерии, которые используют при выборе типа активного компонента для любого силового устройства:

1. Достаточные для получения требуемой мощности преобразования номинальные токи и напряжения.

2. Прямое падение напряжения в открытом состоянии.

3. Значения усилительных параметров, обеспечивающих эффективность

ключевых свойств, и их вариация в заданном режиме нагрузки.

4. Времена переключения.

5. Энергия потерь и температура структуры.

Особенности запирания тиристорных ключей

Известны следующие способы запирания:

1. Прерывание силового тока путем размыкания цепи или шунтировки ключа (рис.4.32). Применяется к любому тиристору с регенеративным механизмом включения, однако сопровождается высоким значением dV/dt в схеме.

2. Принудительная коммутация путем подключения дополнительного источника питания, обеспечивающего протекание обратного тока (рис.4.33).

3. Выключение по цепи управления, свойственное только двухоперационным тиристорам. При этом используется либо воздействие импульсов отрицательного тока управления (GTO, GCT), либо положительное смещение в цепи изолированного затвора (МСТ с р-проводимостью) (рис. 4.34).

4. Комбинированные методы выключения, осуществляемые совместным воздействием импульсов обратного напряжения и отрицательного тока управления (рис. 4.35).

а б

Рис. 4.32 Рис. 4.33

а б

Рис. 4.34

Применение ключевых транзисторов в схемах электронных балластов

Д ля применения в схемах электронных балластов для флуоресцентных ламп компанией «ON Semiconductor» выпускается серия дискретных ключевых транзисторов (биполяр-ных и IGBT) серии PowerLux. Питание ламп дневного света от преобразователей обеспечивается переменным током частотой 20...60 кГц, оптимальной для характеристик светоотдачи и КПД.

Используют обратноходовые инверторы, а также резонансные схемы источников тока и напряжения.

И

Рис. 4.44

спользуется резонансная последо-вательная LC-цепь для обеспечения напряжения зажигания лампы (рис. 4.44 и рис. 4.45).

Рис. 4.45

Ограничивающим фактором применения МДП-транзисторов является относительно высокое сопротивление открытого канала, для уменьшения которого приходится увеличивать относительные размеры полупроводникового кристалла. Поэтому более перспективным выглядит применение ключевых транзисторов типа CoolMOS (рис. 4.46). Полумостовая схема с последовательным резонансным LC-контуром на биполярном ключе.

Рис. 4.46

Для обеспечения ионизации газа внутри лампы и ее зажигания используется последовательный резонанс напряжения, в результате которого возрастает напряжение на конденсаторе, подключенном параллельно лампе. Максимальное напряжение, на нагрузке, определяется:

(4.80)

где Е–напряжение питания полумостовой схемы; Q–добротность последовательного RLC-контура.

Характеристика изменения комплексного сопротивления нагрузки от частоты переключения транзистора рис.4.47.

1. Область предварительного разогрева накальных нитей лампы При начальном запуске преобразователя частота управления несколько выше резонансной и точка покоя по переменному току находится в зоне, обозначенной буквой А.Данный режим необходим для дальнейшего более эффективного запуска режима зажигания лампы, а также для продления срока ее службы.

2. Понижение частоты, и линия нагрузки перемещается в зону В. Ток схемы растет, и в результате явления резонанса напряжение на емкости С увеличивается до необходимого уровня зажигания лампы. Сопротивление лампы после зажигания уменьшается, емкость С оказывается частично шунтированной. Это изменяет характеристику нагрузки (сдвиг влево на рис. 4.47), а точка покоя перемещается в зону установившегося состояния (зона Д). Ток в схеме определяется индуктивностью L и напряжением питания преобразователя.

Рис. 4.47

Расчет

Напряжение питания полумостовой схемы определяется как максимальное напряжение питающей сети:

(4.81)

где V_EF = 220B – действующее значение напряжения сети переменного тока.

Минимальный класс рабочего напряжения ключа выбирается равным:

(4.82)

где V_(BR)CEO — напряжение пробоя коллектор—эмиттер при оборванной базе.

Напряжение пробоя коллектор—эмиттер с учетом смещения базовой цепи (V_(BR)CER, V_(BR)CEV, и т.п.):

(4.83)

Для полумостовой схемы с учетом практически линейного закона изменения тока и для стандартной мощности ламп P_L = 55 Вт значение тока I_C(max) рассчитывается:

(4.84)

В режиме запуска максимальные токи увеличиваются в 4...5 раз по сравнению с установившимся режимом, поэтому необходимо выбирать транзисторы на рабочий ток = 4 А.

Рассчитанным значениям соответствует:

• Биполярный транзистор серии PowerLux D2 типа BUL45D2 с параметрами:

V_(BR)CES = 700В и I_C(max) = 4А.

• Минимальное значение параметра h_FE = 20 с разбросом ±30% для 25°С и токовой нагрузки 1А.

• Управляющий базовый ток I_B = 0.25А обеспечивает гарантированное насыщение транзистора (V_BE(sat) = 1В, V_CE(sat) = 0.4В) во всем диапазоне токовой нагрузки.

• Максимальная температура внутри корпуса электронного балласта равна 70°С.

Мощность потерь Дополнительные данные для расчета:

• Частота переключения f = 40 кГц;

• Длительность открытого состояния ключа tp = 12.5 мкс;

• Время спада тока ключа t_F = 100 не;

• Тепловое сопротивление переход—окружающая среда (при работе ключа без охладителя) R_ThJA = 62.5°С/Вт (тип корпуса ТО220);

Мощность потерь на переключение (выключение):

(4.85)

Мощность потерь в открытом состоянии:

(4.86)

Мощность потерь на управление:

(4.87)

Температура перехода:

(4.88)

Осциллограммы коллекторного тока и напряжения ключа для режима запуска схемы и установившегося состояния представлены на рис. 4.48.

а

б

Рис. 4.48

ИМПУЛЬСНЫЙ ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ

На рис. 4.68 показана структурная схема импульсного (источника питания частотой 200 кГц на выходную мощность 200 Вт (разработка фирмы «InfineonTechnologies», использующая схему обычного и синхронного выпрямления).

Рис. 4.68