3.6 ВХОДНЫЕ УСТРОЙСТВА

С НАСТРОЕННЫМИ АНТЕННАМИ

Настроенные антенны применяются на метровых и более коротких волнах, а также для профессиональных приемников декаметровых волн, например на магистральных линиях связи. На частотах более 50 МГц предъявляются высокие требования к чувствительности приемника, которая ограничена его собственными шумами, поэтому важно обеспечить эффективную передачу сигнала от антенны ко входу УРЧ. Максимальнае передача энергии сигнала достигается согласованием тракта антенна – фидер – вход приемника. При согласовании устанавливается режим бегущей волны в фидере. Согласование необходимо также для устранения искажений, вызванных отражениями сигнала. Для входных устройств (ВУ) с согласованной фидерной линией можно применить результаты анализа эквивалентной схемы на рис. 3.10. Для согласования фидера с входом приемника и минимизации результирующего затухания коэффициенты трансформации m_с и n_с выбираются по формулам (3.33), (3.34). Резонансный коэффициент передачи при согласовании определяется выражением (3.35). В отсутствие согласования справедлива формула (3.29). Резонансные свойства ВЦ описываются выражениями (3.15) … (3.17).

Настроенные антенны обычно имеют достаточно широкую полосу пропускания, поэтому можно не учитывать изменения сопротивления антенны при перестройках – частотная характеристика входного устройства зависит в основном от характеристики эквивалентного контура.

Режим работы входных устройств с настроенными антеннами удобно характеризовать коэффициентом использования номинальной мощности

К_Р = Р/Р_НОМ, (3.36)

где Р = U²_ВХG_ВХ (3.37)

– фактическая мощность на выходе ВЦ;

Р_НОМ = Е²_А/4R_A (3.38)

– номинальная мощность антенно-фидерной цепи.

На основании (3.37), (3.38) и (3.36) получаем соотношение между коэффициентом использования номинальной мощности и коэффициентом передачи напряжения: K_P = 4K²₀ G_ВХ R_A, (3.39)

где K₀ – модуль коэффициента передачи ВЦ на частоте резонанса (при  = 0).

Максимум K_P совпадает с максимумом K₀ = К_0max.

На основании (3.39), (3.29) и (3.35) получаем

К_Р = (1 – 2d_K/d_Э) [2a/(1 + a²)]² (3.40)

– коэффициент использования номинальной мощности характеризуется степенью согласованности фидера со входом приемника и потерями во входном устройстве. Только при отсутствии собственных потерь входного контура (d_K = 0 или d_Э » 2) в случае полного согласования (относительный коэффициент связи a = m /m_c = 1) К_Р = 1. В остальных случаях К_Р < 1, так как входная цепь – пассивный четырехполюсник.

Частные случаи:

1. При a = 1 коэффициент К_Р = (1 – 2d_K/d_Э) характеризует потери входного устройства. Величина D = d_Э/d_K определяется требованием к избирательности и полосе пропускания входной цепи.

2. При D » 2 коэффициент К_Р = [2a/(1 + a²)]² характеризует рассогласование.

При использовании экранированного фидера все возможные схемы согласования фидера со входом приемника (автотрансформаторная, трансформаторная, с емкостным делителем) практически равноценны.

3.6.1 Автотрансформаторное согласование используется при несимметричном (коаксиальном) фидере. Согласование достигается соответствующим выбором значения коэффициента трансформации

т= (L₁ +M₁)/L_K,

где L₁ — индуктивность части контурной катушки между точками подключе-

ния фидера; М₁ — взаимоиндукция между точками подключения фидера и всеми витками контура.

Эквивалентная схема с автотрансформаторным согласованием совпадает со схемой на рис. 3.10. Для нее справедливы все выводы [1, § 3.5] с учетом соотношений R_A= _А; X_A = 0; |Z_A0| = _А; G_А = 1/_А.

3.6.2 Трансформаторное согласование (рис. 3.14) применяется как при симметричном, так и при несимметричном фидере. Особенно большое распространение схема трансформаторного согласования получила при использовании симметричного фидера, поскольку позволяет сделать вход приемника симметричным, что необходимо для устранения антенного эффекта неэкранированного фидера.

Для устранения антенного эффекта применяется электростатический экран между катушкой связи и контурной катушкой – рис. 3.14, а). При наличии экрана связь между катушками будет только взаимоиндуктивной и токи, наводимые электромагнитным полем непосредственно в проводах фидера замыкаются в катушке связи – взаимно компенсируются.

Рис. 3.14. Трансформаторное согласование

Без электростатического экрана влияние распределенной емкости между витками катушки связи и контура (см. рис. 3.14, б) может нарушить симметрию входа приемника – условие компенсации токов, наводимых непосредственно в проводах фидера. Входная цепь на рис. 3.14 отличается от схемы на рис. 3.3 способом связи входного контура с фидером. Здесь коэффициент трансформации

m = M /L_K = k, (3.41)

где k = M — коэффициент связи.

Коэффициент связи, необходимый для согласования, получим из (3.41) и (3.27):

k_С = m_С, (3.42)

где m_С = [(G_К + n²G_ВХ) /G_A]^1/2.

Преобразуем (3.42) с учетом (3.31) и (3.2). Из (3.31) следует, что

G_К + n²G_ВХ = d / = d /₀L_K, (3.43)

из (3.2) получаем G_А = _А / [²_А + (₀L_CB)²]. (3.44)

Из (3.42), (3.43), (3.44) можно определить коэффициент k_С при заданных параметрах: d, _А, ₀, L_CB.

Величина k_С зависит от индуктивности L_CB. Конструктивно можно реализовать k_С не более 0,3...0,6, поэтому надо так выбрать L_CB, чтобы согласование достигалось при возможно меньшем значении k_С. Для определения условия минимума k_С решим уравнение dk_С/dL_CB = 0. В результате получим

L_CB = _А /₀. (3.46)

После подстановки L_CB из (3.46) в, (3.45) найдем минимальный согласующий коэффициент связи

k_Сmin = (2d)^1/2 = (d_Э)^1/2. (3.47)

Чаще всего рассматриваемые входные устройства применяются в приемниках, работающих на фиксированной частоте или в сравнительно узком поддиапазоне частот. Связь входного контура с фидером конструктивно выполняется постоянной. Обычно согласования добиваются на средней частоте поддиапазона. По краям поддиапазона связь незначительно отличается от оптимальной, поэтому коэффициент передачи сохраняется близким к максимальному значению. В сравнительно редких случаях, когда приходится работать в относительно широком диапазоне частот, связь выполняют также постоянной, добиваясь согласования в середине диапазона. При этом по краям диапазона будет рассогласование, что приведет к некоторым изменениям показателей входного устройства, с которыми приходится мириться; Для расчета используются соотношения [1, § 3.3].

3.6.3 Схемы с емкостным делителем используются для связи ВЦ с несимметричным антенным фидером – рис. 3.13.

Рис. 3.15 – Емкостной делитель

Контур образован индуктивностью LK и емкостью С = С1С2 /( С1 + С2 ) + СL  С1С2 /( С1 + С2 ), где С2 = С2 + СBX; СL — межвитковая емкость катушки индуктивности LK.

В схеме на рис. 3.15 полная емкость контура определяется последовательным соединением составляющих делителя С₁ и С₂, поэтому результирующее значение будет меньше, чем в контурах, где емкости включены параллельно и суммируются.

Коэффициенты включения делителя

m = С/С₁  С_2 /( С₁ + С_2 ) < 1,

n = С/С_2  С₁ /( С₁ + С_2 ) < 1.

При этом m + п = 1. Если m выбрано из условия согласования m = m_C, то п определяется однозначно: п = 1 – m_C.

Достоинство схемы – возможность работы на более высоких частотах, благодаря уменьшению емкости С контура.