7 Фазоинвертор

Фазоинвертор предназначен для согласования несимметричного выхода предварительного усилителя с дифференциальным входом оконечного каскада (ОК) посредством получения двух выходных сигналов, равных по амплитуде, но противоположных по фазе, применяющихся для отклонения луча по горизонтали.

В качестве элемента, инвертирующего фазу, применяется инвертор на операционном усилителе К154УД4, а не инвертированный сигнал ответвляется на входе и проходит на выход без изменений.

Р исунок 7 – Фазоинвертор

Питание ОУ выбрано Е = 10 В. Сопротивления R1 = R2 = R3 = 75 кОм.

Коэффициент усиления операционного усилителя будет равен минус единице.

На выходе ОУ получен сигнал равный по амплитуде входному сигналу, но противоположной полярности [1].

8 Оконечный усилитель канала горизонтального отклонения

Нагрузкой выходного усилителя канала горизонтального отклонения служат отклоняющие пластины ЭЛТ 11ЛО2И. Входные сигналы поступают с ГЛИН на ОУ. Параметры ЭЛТ, необходимые для расчета: чувствительность по пластинам Х , рабочая часть экрана 64 80 мм, емкость пластин .

Выходное напряжение усилителя рассчитывается как:

. (8.1)

Так как амплитуда сигнала с выхода фазоинвертора равна 9,8 В  К_ОК = 12.

Для двухтактного усилителя выходное напряжение одного плеча будет равно:

. (8.2)

Для обеспечения наилучшей симметрии каскада выбран режим работы «А», а для хорошей линейности усиления предусмотрен запас по напряжению питания.

Выбор транзистора

При выборе транзистора для дифференциального каскада учитывалось:

• Допустимое напряжение транзистора должно обеспечивать передачу двойного выходного напряжения и обеспечивать запас по амплитуде;

• обеспечивающие требуемую верхнюю граничную частоту;

. (8.3)

• Обеспечение требуемого коэффициента усиления;

• Допустимое напряжение , удовлетворяющее параметрам входного сигнала.

На основании требований выбран транзистор 2Т841Б, параметры которого приведены в Приложении А.

Рисунок 8 – Оконечный каскад

Для расчетов используем значение коэффициента передачи транзистора по току  = 23,24. Допустимое напряжение коллектор-эмиттер для данного транзистора составляет 400 В. Выберем напряжение питания E_к = 350 В чтобы обеспечить необходимый размах напряжения для прохождения импульсов обоих полярностей амплитудой 80 В. Выберем коллекторный ток в рабочей точке I_к = 86 мА (при U_к = 200 В). При этом напряжение U_бэ = 0,7 В. В таком случае максимальный ток коллектора равен I_кmax = 0,2 А.

Значение базового тока:

(8.4)

(8.5)

Рассчитаем необходимое коллекторное и эмиттерное сопротивления, .

, (8.6)

На коллекторном сопротивлении выделяется мощность 9,61 Вт. Выбрано значение номинала R3 = 1,3 кОм. Мощность, рассеиваемая на резисторе R5 равна 3,62 Вт. Из ряда сопротивлений выбрано значение 240 Ом (т.к. через него протекает эмиттерные токи двух плеч), мощность 7,10 Вт. Входное сопротивление транзистора:

, (8.7)

где r_б – сопротивление базы транзистора, r_э – определяется по формуле:

, (8.8)

где _т – тепловой потенциал, (при 300 К _т=0,026 В), I_э ≈ I_к – ток эмиттера в рабочей точке.

Подставляя полученные значения, находим искомое значение:

(8.9)

Крутизну транзистора получаем из формулы:

(8.10)

Задаемся значением тока делителя I_д = 50 мА , что на порядок больше тока базы и рассчитаем сопротивления делителя.

Напряжение на эмиттере:

, (8.11)

Значения сопротивлений с учетом падения напряжения U_см = 0,7 В на эмиттерном переходе кремниевого транзистора:

, (8.12)

, (8.13)

. (8.14)

На первом сопротивлении выделяется мощность 14,5 Вт. Выбираем значение сопротивления 6,2 Ом, мощность 10,8 Вт. На втором сопротивлении рассеивается 1,95 Вт. Выбираем значение 820 Ом, мощность 3 Вт.

Термостабильность приобретает большое значение для оконечного каскада т.к. в нем протекают наибольшие токи и рассеивается наибольшая мощность. Рассчитаем полное изменение коллекторного тока транзистора при изменении температуры на ΔT = 40 К. Для этого суммируем изменения тока от трех дестабилизирующих факторов: изменение неуправляемого тока коллекторного перехода, смещения входных характеристик и изменения коэффициента β.

, (8.15)

, (8.16)

, (8.17)

, (8.18)

, (8.19)

(8.20)

Полученное изменение коллекторного тока укладывается в допустимое значение .

Расчет оконечного каскада по переменному току

Для выполнения требований к амплитуде входного и выходного напряжений необходимо обеспечить коэффициент усиления не менее 23. Возьмем K = 24. С целью получения необходимого коэффициента усиления и верхней граничной частоты введем отрицательную обратную связь по току с помощью сопротивления R4. Вычислим его:

(8.21)

Выбираем резистор номиналом 110 Ом мощностью 0,81 Вт.

Рассчитаем входное сопротивление каскада на одно плечо без учета обратной связи. По переменному току базовый делитель включен параллельно входному сопротивлению транзистора и сопротивлению обратной связи. Для этого необходимо использовать следующую формулу:

. (8.22)

_{Глубина обратной связи равна:}

, (8.23)

(8.24)

Известно, что отрицательная обратная связь увеличивает входное напряжение

, (8.25)

Входной динамический диапазон – отношение Uвх max к Uвх min на линейном участке амплитудной характеристики

. (8.26)

При использовании ООС D_y увеличивается в F раз.

Также ООС по току увеличивает полосу пропускания усилителя :

. (8.27)

Полученная частота превышает частоту эффективного усиления транзистора. Поэтому реальная верхняя граничная частота будет около 6 МГц. Эта частота с запасом удовлетворяет требованиям к полосе пропускания оконечного каскада.

Необходимо выполнить требования по нижней граничной частоте для оконечного каскада. Для этого по требуемой нижней частоте рассчитаем емкости связи, которые отделяют вход каскада от фазоинвертора и выход от нагрузки.

, (8.28)

. (8.29)

где R_Н – сопротивление нагрузки.

Номиналы конденсаторов приняты , .