4.2.3. Ключ на биполярном транзисторе с изолированным затвором

Переходный процесс переключения IGBT (рис. 4.16) качественно во многом идентичен переключению мощного МДП-транзистора, за исключением стадии спада силового тока. Этап включения состоит из стадии задержки tD(on), нарастания тока коллектора и установления напряжения во входной цепи ключа [2,3]. Для расчета временных параметров можно воспользоваться формулами (4.25), (4.28) и (4.30), заменив соответствующие емкостные составляющие (C_GS на C_GE и C_GD на C_GC).

а б

Рис. 4.16

Пороговое напряжение для заданного режима нагрузки рассчитывается аналогично ( ). При переключении входного сигнала до отрицательного уровня E¯_IN начинается процесс запирания, первый этап которого представляет задержку выключения tD(off), которая описывается выражением (4.32).

Затем наступает стадия спада коллекторного тока, которая разделяется на две фазы. Первая носит название инжекционной и характеризуется относительно высокой скоростью изменения тока:

(4.36)

На этапе спада тока входное напряжение медленно уменьшается и при значении:

(4.37)

где I_O — начальная амплитуда остаточного тока, наступает так называемая рекомбинационная фаза, при которой изменение выходного тока определяется рекомбинацией накопленного заряда. При этом скорость спада коллекторного тока уменьшается:

(4.38)

4.2.4. Ключ на статическом индукционном транзисторе

Рис. 4.17

Переходные процессы переключения СИТ основаны на сложной природе физических явлений, протекающих в структуре прибора [2,3]. Данные процессы описываются нелинейными дифференциальными уравнениями второго порядка, которые с трудом удается приводить к более простым аналитическим формам, содержащим, к тому же, большое количество электрофизических параметров. Это не совсем удобно для разработчиков схем, оперирующих, главным образом, стандартными справочными данными и характеристиками. Поэтому при описании работы ключа (рис. 4.17) главное внимание будет обращено на сущность физических этапов переключения и их влияние на стандартные временные параметры.

Перед тем как рассматривать основные стадии переключения, остановимся на некоторых физических эффектах закрытого состояния ключа. Для перевода СИТ в режим отсечки не достаточно просто перекрыть канал ОПЗ управляющего перехода. Необходимо также обеспечить вокруг истока достаточное электрическое поле, тормозящее движение электронов от высоколегированной области истока к стоку. Таким образом, запирающее напряжение между затвором и истоком должно удовлетворять условию:

(4.39)

где V_CM — напряжение смыкания ОПЗ между двумя соседними ячейками затвора;

к — коэффициент пропорциональности, зависящий от технологии структуры;

V_DS — напряжение на выходе ключа;

n — показатель степени.

Показатель степени n принимает значение единицы или 0.5 в зависимости от того, достигает ОПЗ управляющего перехода высоколегированной области стока или нет.

Д

Рис. 4.18

ля высоковольтных СИТ, как правило, это выполняется и с учетом неравенства кV_DS >> V_CM для напряжения отсечки можно записать:

(4.40)

где V_ОТС — напряжение отсечки на проходной ВАХ нормально открытого транзистора (рис. 4.18).

Если напряжение V_DS< Vогр, где Vогр — напряжение ограничения, при котором ОПЗ достигает максимальных границ, отсечка определяется уравнением:

(4.41)

Параметр Vогр зависит от типа прибора (например, для СИТ типа КП926 Vогр =250В).

Таким образом, закрытое и открытое состояние СИТ при заданном выходном напряжении определяется по цепи управления параметрами

V_ОТС и V_CM:

V_GS > V_ОТС — закрытое состояние ключа;

V_GS < V_CM — открытое состояние ключа.

На практике напряжение отсечки оценивают с помощью коэффициента блокировки μ:

(4.42)

где Е— напряжение питания ключа.

В области выходных напряжений V_DS < V_ОГР параметр μ возрастает пропорционально , что следует из уравнения (4.41).

Таким образом, для поддержания нормально открытого СИТ в закрытом состоянии в цепи затвора необходимо поддерживать отрицательное смещение:

(4.43)

Процесс включения осуществляется скачкообразным уменьшением отрицательного напряжения входного генератора до нуля (полевой режим) либо форсированным изменением E_IN до некоторого положительного уровня E⁺_IN, обеспечивающего режим входного тока затвора (биполярный режим):

(4.44)

На первом этапе переходного процесса включения происходит уменьшение входного отрицательного смещения от начального значения Е¯_Г до напряжения отсечки. На данном этапе, называемом задержкой включения t_D(on), ток стока практически равен нулю. Скорость уменьшения напряжения затвор—исток определяется внутренним сопротивлением цепи генератора Rг и входной емкостью СИТ C_DU = C_GS + C_GD. Величину t_D(on) можно оценить по формуле:

(4.45)

(E⁺_IN ≈ 0 для полевого режима).

На этапе формирования фронта включения различают три стадии. На первой происходит уменьшение выходного напряжения ключа от значения Е до напряжения ограничения V_ОГР. На данном этапе динамические емкости транзистора практически не зависят от выходного напряжения V_DS, которое описывается уравнением:

(4.46)

где Ro — параметр, характеризующий сопротивление участка объемного заряда подвижных электронов в канале;

τ₁ — постоянная времени спада выходного напряжения.

На следующей стадии (стадия свободного расширения ОПЗ) при V_DS < Vогр начинается заметный рост проходной емкости C_GD:

(4.47)

При этом усиливается эффект обратной связи (эффект Миллера) и спад напряжения V_DS замедляется (рис. 4.19). Вторая стадия заканчивается, когда напряжение V_GS достигает напряжения смыкания V_CM. На последнем этапе включения V_GS изменяется от V_CM до нуля, при этом ток стока определяется ВАХ открытого транзистора. В переходном процессе выключения при малых значениях R_IN СИТ закрывается достаточно быстро, а время выключения определяется постоянной R_LC_GD. По этой причине стадия запирания существенно меньше времени включения и увеличивается с ростом нагрузки.

Рис. 4.19

При биполярном режиме работы СИТ качественный характер переходного процесса включения будет аналогичен рассмотренному, пока напряжение V_GS не достигнет порога отпирания входного перехода транзистора (≈ 0.7 В).

При V_GS > 0.7 В в канал СИТ начинается инжекция неосновных носителей, при этом ток в цепи затвора определяется формулой:

(4.48)

При достаточной величине I_G концентрация неравновесных носителей заряда будет расширяться в сторону стока, уменьшая сопротивление канала и напряжение сток—исток. Так как стоковый n+-n¯-переход отражает дырочные носители тока, у истоковой и стоковой границ канала возникает накопление избыточного заряда носителей подобно режиму насыщения биполярного транзистора. Для характеристики глубины насыщения используют статический коэффициент передачи тока в схеме с общим истоком В:

(4.49)

При этом режим насыщения определяется условием:

(4.50)

Сопротивление открытого СИТ при накоплении неравновесных носителей уменьшается от единиц—долей ома, характерных для полевого режима, до десятков миллиом, что снижает общие статические потери в ключе. Однако биполярный режим работы увеличивает стадию задержки три выключении, необходимую для рассасывания избыточного заряда, которую по аналогии с биполярным транзистором называют временем рассасывания:

(4.51)

где τ_Р — время жизни дырок в канале в режиме насыщения;

I⁺_G, I¯_G — амплитуда отпирающего и запирающего тока затвора.

В процессе выключения при биполярном режиме обратносмещенный управляющий переход осуществляет вынос инжектированных дырок, находящихся в области канала. На этапе формирования потенциального барьера в канале дырки попадают в ускоряющее поле, втягивающее их в затвор. Электроны, наоборот, оттесняются данным полем к оси канала и к стоковой области. В результате происходит интенсивное рассасывание накопленного заряда, сопровождающееся протеканием относительно большого по амплитуде отрицательного импульса тока затвора. Выключение СИТ в данном режиме качественно аналогично переключению диода из прямого состояния в обратное. Ограничение амплитуды IG- следует выбирать с учетом обратной ОБР СИТ для биполярного режима работы. Характерные диаграммы переключения представлены на рис. 4.20.

а б

Рис. 4.20

а б

Рис.4.21

Остановимся на зависимости временных параметров переключения в биполярном режиме оттоков нагрузки и управления (рис. 4.21). Наиболее сильной является зависимость времени рассасывания t_D как от степени насыщения (тока нагрузки), так и от условий запирания (отрицательного тока затвора). Длительность фронтов переключения t_R и t_F изменяется незначительно в пределах 20...50 нc, поскольку определяется главным образом полевыми эффектами в структуре.

При данных скоростях изменения тока следует особое внимание обращать на паразитные индуктивности схемы, которые не должны превышать значения 100...150 нГн.

П ри переключении высоковольтных СИТ и БСИТ-транзисторов (V_DS > 400 В) на низкоомную нагрузку в переходных процессах наблюдаются эффекты квазинасыщения, аналогичные рассмотренным для биполярных транзисторов (рис. 4.22). Данные эффекты обусловлены модуляцией сопротивления высокоомного эпитаксиального слоя стока у высоковольтных транзисторов.

Основными параметрами, характеризующими режим квазинасыщения, являются Сопротивление канала СИТ на границе активного режима и динамического насыщения, а также временные параметры — время установления ts и время квазирассасывания е_QD.

П

Рис. 4.22

ри низкоомной нагрузке (единицы и доли ом) эффект квазинасыщения увеличивает динамические потери и сильно искажает форму выходных импульсов. Для сглаживания данного эффекта рекомендуется применять параллельные сборки СИТ, количество отдельных ключей в которых выбирается из условия:

(4.52)

где r_ГР — граничное сопротивление открытого канала при переходе в режим квазинасыщения (0.3...3 Ом);

R_L — сопротивление нагрузки.

Возможна также некоторая регулировка временных параметров по входной цепи транзистора (рис. 4.23).

а б

Рис. 4.23