Приклад розрахунку

Для нашого випадку

U_d = U¹_н = U_сер = 0,9 · 42 = 37,8 В.

∆U_d = ±0,1 · U_d = ±3,78 В.

U_{d min} = 37,8 – 3,78 = 34,02 В.

U_{d max} = 37,8 + 3,78 = 41,58 В.

U_н = 0,8 U_сер = 0,8 · 37,8 = 30,24 В.

І_н = 0,25 І_{н 2} = 0,25 · 0,8 · 1,8 = 0,36 А.

∆І_н = ± 0,1 І_н = ± 0,1· 0,36 = ± 0,036 А.

І_{н min} = 0,36 – 0,036 = 0,324 A.

I_{н max} = 0,36 + 0,036 = 0,396 A.

1. За довідником вибираємо п’ять послідовно ввімкнутих стабілітронів Д – 815А, для яких: U_ст = 5·5,6 = 28 В; І_{ст min} = 50 мА; І_{ст max} = 1400 мА; Р_{ст max} = 5 · 8 = 40 Вт; r_д = 5 · 0,6 = 3 Ом.

2. Визначаємо величину баластного опору:

U_{d min} – U_н 34,02 – 28

R_б ≤ ————— = —————— = 13,50 Ом .

І_{ст min} + I_{н max} 0,050 + 0,396

Приймаємо R_{б фак} = 13,5 Ом, що відповідає рівнянню (24).

Виходячи із значення R_{б факт.} , знаходимо максимальний струм, що проходитиме через стабілітрони (25)

U_{d max} – U_н 41,58 – 28

I¹_{cт max} = ————— – I_{н min} = ————— – 0,324 = 0,666 А,

R_{б факт.} 13,5

тобто I¹_{cт max} < І_{ст max} = 1,4 A.

4. Визначаємо приріст напруги на виході стабілізатора (30)

∆U_d · r_д 3,78 · 3

∆U_н = ———— = ———— = 0,84 В

R_б 13,5

5. Коефіцієнт стабілізації (31)

U_н R_б 28 13,5

К_ст = —— · —— = —— · —— = 3,33 ,

U_d r_б 37,8 3

6. Вихідний опір стабілізатора (32)

r_д · R_б 3 · 13,5

К_вих = r_д || R_б = ———— = ———— = 2,45 Ом,

r_д + R_б 3 + 13,5

що приблизно дорівнює r_д = 30 Ом.

7. Потужність баластного опору (28)

(U_{d max} – U_н)² (41,58 – 28)²

Р_б = ————— = ————— = 13,66 Вт .

R_б 13,5

Приймаємо потужність баластного опору P_{б. факт.} = 14 Вт > P_б = 13,66 Вт.

8. Перевіряємо стабілітрон на нагрівання (27)

Р_{ст max} = U_н · I¹_{cт max} = 28 · 0,666 = 18,648 Вт < 40 Вт.

Індивідуальне завдання № 4

Розрахунок підсилювача на біполярних транзисторах

рис. 7

Е_к , VT , R_к створюють головний ланцюг підсилювача , в якому за рахунок проходження керованого по базі колекторного струму підсилюється напруга, що подається на вхід схеми.

Інші елементи підсилювача – допоміжні конденсатори С_р1 та С_р2 – роздільні. С_р1 виключає шунтування входу сигналу по постійному струму, що виключає проходження постійного струму через джерело вхідного сигналу по ланцюгу Е_к-R1-R_г та забезпечує незалежність від R_г напруги на базі U_бп в режимі спокою. С_р2 пропускає в ланцюг навантаження зміну складову і задержує постійну складову.

Резисторами R1 і R2 задають режим спокою каскаду. Оскільки біполярний транзистор керується струмом, струм спокою керованого елемента ( струм І_кп )створюється задаванням відповідної величини струму спокою бази І_бп. Резистор R1 призначений для створення ланцюга протікання струму І_бп. Разом з R2 резистор R1 забезпечує вхідну напругу на базі U_бп відносно затискача «+» джерела живлення. Резистор R_e є елементом негативного зворотного зв’язку, він призначений для стабілізації режиму спокою каскаду при зміні температури .

Конденсатор С_е шунтує резистор R_е по змінному струму, виключаючи цим самим прояв негативності зворотного зв’язку по змінному струму. Відсутність С_е привело б до зменшення коефіцієнта підсилення схеми.

Температурна залежність параметрів режиму спокою обумовлюється залежністю колекторного струму спокою І_кп від температури. Основними причинами такої залежності є зміна від температури початкового струму колектора І_ко(е), напруги U_бе та коефіцієнта β. Температурна нестабільність цих параметрів призводить до прямої залежності струму І_кп від температури. При відсутності мір по стабілізації струму І_кп його температурні зміни викликають зміни режиму спокою каскаду , що може привести до режиму роботи каскаду в нелінійній зоні характеристик транзистора та спотворенню форми кривої вихідного сигналу.

Аналіз каскаду по постійному струму проводять графоаналітичним методом, в основному на використанні графічних побудов та розрахункових співвідношень. Графічні побудови проводять за допомогою вихідних (колекторних) характеристик транзистора.

рис. 8

Лінія навантаження каскаду за постійним струмом (а-б) представляє собою геометричне місце точок, координати U_ке і І_к яких відповідають можливим значенням точки ( режиму ) спокою каскаду. Аналогічно залежність

U_кеп = f ( І_кп ) знаходять із рівняння, яке характеризує баланс напруг у вихіднім ланцюгу каскаду.

(34)

І_кп

U_кеп = Е_к – І_кп ∙ R_к – І_еп ∙ R_е = Е_к – І_кп R_к – —— R_е.

α

Оскільки α ≈ 1, то рівняння буде мати вигляд.

(35)

U_кп = Е_к – І_кп (R_к + R_е)

Це і є рівняння прямої для точок а ( І_кп = 0; U_кеп =+ Е_к) і б (U_кеп = 0; І_кп =

Е_к

= ——— )

К_к + R_е

Вибравши по вхідній (базовій) характеристиці І_б = f (U_бе) необхідне значення струму бази спокою І_бп, тим самим визначаемо координати точки П перетину відповідної вихідної характеристики при І_б = І_бп з лінією навантаження каскаду по постійному струму.

При визначенні змінних складових вихідної напруги каскаду та колекторного струму використовують лінію навантаження каскаду по змінному струму. При цьому опір змінному струмові в колі емітера дорівнює нулю, по скільки R_е шунтується С_е, а до колекторного кола вмикається навантаження , оскільки опір конденсатора С_р2 по змінному струмі невеликий. Якщо врахувати, що опір джерела живлення по змінному струмі також близький до нуля, то опір каскаду по змінному струмі визначається опорами резисторів R_к і R_н, ввімкнутих на паралельно ,тобто R_н~ = R_к׀׀R_н.

Опір навантаження по постійному струмі R_н-=R_к+R_е більший ніж по змінному R_н~ = R_к׀׀ R_н.

Оскільки при наявності вхідного сигналу напруга і струм транзистора представляють собою суми постійних та змінних складових, лінія навантаження по змінному струму також проходить через точку П, але її нахил буде більшим, ніж для постійного струму. Лінію навантаження по змінному струмі будують по відношенню приросту напруги до струму:

∆U_ке

—— = R_к׀׀R_н

∆І_к

При подачі на вхід каскаду напруги U_вк в базовому колі транзистора виникає змінна складова струму І_б~, яка залежить від напруги U_вх відповідно до вхідної характеристики транзистора (рис. 8б). Поскільки струм колектора в β разів більший струму бази, в колекторному колі транзистора виникає змінна складова струму І_к~ (рис. 8а) та змінна вихідна напруга U_вих, зв’язана зі струмом І_к~ лінією навантаження по змінному струму. При цьому лінія навантаження по змінному струму характеризує змінну миттєвих значень струму колектора І_к та напруги на транзисторі U_ке, тобто переміщення робочої точки: робоча точка переміщується вниз від точки спокою П при позитивній напівхвилі вхідної напруги або вверх при негативній напівхвилі.

Щоб не було спотворень вихідного сигналу необхідно, щоб робоча точка П переміщуючись вверх по лінії навантаження не заходила в зону нелінійних початкових ділянок вихідних характеристик , а при переміщенні вниз – в зону початкових струмів колектора І_ко(е).

Для вибору точки спокою та розрахунку каскаду вихідними

параметрами є:

• амплітудне значення змінних складових напруги U_вих.m і струму навантаження І_нm;

• потужність навантаження Р_н;

• опір навантаження R_н.

Щоб уникнути можливих спотворень сигналу, що підсилюється, параметри режиму спокою мають задовольнять такі умови (рис. 8а):

( 36 )

U_кеп > U_вих.m + ∆U_кеп ,

( 37 )

І_кп > І_кm + І_{ко(е) макс.},

де ∆U_кс – напруга на колекторі , яка відповідає зоні нелінійних

початкових ділянок вихідних характеристик транзистора;

І_{ко(е)макс} – початковий струм колектора, який відповідає максимальній температурі; І_кm – струм, що дорівнює:

( 38 )

U_вих.m U_вих.m

І_кm = ——— = ———.

R_к׀׀R_н R_н~

Щоб збільшити коефіцієнт підсилення каскаду, величину R_к беруть в 3...5 разів більшою R_н.

По вибраному струму І_кп знаходять струм бази спокою:

( 39 )

І_кп – І_ко(е)

І_бп = ———— ,

β

А по вхідних характеристиках транзистора (рис. 8б) – напругу U_беп.

Струм емітера спокою зв’язаний зі струмами І_бп та І_кп співвідношенням

( 40 )

І_кп – І_ко(е)

І_еп = (1 + β) І_бп + І_ко(е) = ———— (1+β) + І_ко(е) ≈ І_кп.

β

Якщо величину Е_к не задано, то її вибирають із умови

( 41 )

Е_к = U_кеп + І_кп R_к + U_еп,

( 42 )

де U_еп = І_еп R_е ≈ І_кп R_е

Величину U_еп вибирають із таких міркувань. Підвищення U_еп підвищує температурну стабільність режиму спокою транзистора, по скільки при цьому R_е буде більшим і цим самим збільшується глибина негативного зворотного зв’язку в каскаді по постійному струму. Але збільшення Uеп призводить до збільшення Е_к. Тому приймають U_еп = ( 0.1...0.3 ) Е_к. Тоді, зважаючи на ( 41 )

( 43 )

U_кеп + І_кп R_к

Е_к = —————.

0.7 ... 0.9

Опір R_е знаходять із співвідношення

( 44 )

U_еп

R_е = ——.

І_кп

При розрахунку елементів вхідного дільника вводять обмеження:

( 45 )

R_б = R1׀׀R2 = (2 ... 5) rвх,

( 46 )

І_д = (2 ... 5) І_бп,

де rвх - вхідний опір транзистора, який характеризує опір кола база – емітер змінному струму (rвх = ∆U_бе / ∆І_б).

Із схеми маємо:

( 47 )

U_бп U_еп + U_беп

R2 = —— = ———— ,

І_д І_д

( 48 )

E_к – U_бп

R1 = ———— .

І_д + І_бп

Тип транзистора вибирають з врахуванням частотного діапазону роботи каскаду (по частоті fα чи fβ), а також параметрів по струму , напрузі та потужності. Максимально допустимий струм колектора транзистора І_к.доп має бути більшим найбільшого миттєвого значення струму колектора в каскаді, тобто

І_к.мах = І_кп + І_кm < І_к.доп (рис. 8а)

По напрузі транзистор, зазвичай вибирають із врахуванням співвідношення U_ке.доп > Е_к. Потужність Р_к = U_кп, І_кm що виділяється в колекторному переході, має бути меншою від максимально допустимої потужності транзистора Р_к.доп. Крива гранично допустимої потужності є гіперболою для кожної точки якої U_ке І_к = Р_к.доп (рис. 8а).

Важливими показниками каскада є коефіцієнти підсилення по струму К_І, напрузі К_U та потужності К_Р, а також вхідний R_вх та вихідний R_вих опори. Вони визначаються при розрахунку підсилювального каскада по змінному струму для цього транзистор і весь каскад заміняють схемою заміщення по змінному струму.

рис. 9

Розрахунок каскаду проводять для області середніх частот, коли залежність параметрів від частоти не враховують, а опори конденсаторів в схемі дорівнюють нулю і в схемі не показано.

По змінному струму опір джерела живлення R_r дорівнює нулю. Вхідний сигнал синусоїдальний.

Вхідний опір каскада R_вх знаходимо із паралельного з’єднання опорів R1,R2 та опору rвх вхідної ланки транзистора:

( 49 )

R_вх = R1׀׀ R2׀׀ rвх,

( 50 )

де rвх = rб + (1 + β) rе,

яке в схемі із ЗЕ не перевищує 1 – 3 кОм.

Коефіцієнт підсилення за струмом

R_вх rк(е)׀׀R_к׀׀R_н

К_J = β —— ————— .

rвх R_н

Для орієнтовного розрахунку можна прийняти R_вх ≈ rвх і rк(е) >> R_к׀׀R_н,

R_к׀׀R_н

тоді К_J ≈ β ———— .

R_н

Тобто, каскад із ЗЕ має значення коефіцієнта підсилення за струмом, який при R_к >> R_н приближається до коефіцієнта передачі струму транзистора β. Коефіцієнт підсилення по напрузі дорівнює:

І_н R_н R_н R_к׀׀R_н

К_U = ————— = К_J ————— ≈ β —————

І_вх (R_r + R_вх) R_r + R_вх R_r + R_вх

Для схеми із ЗЕ К_U = 20 ... 100

Підсилювальний каскад із ЗЕ здійснює поворот по фазі на 180° вихідної напруги відносно вхідної.

Коефіцієнт підсилення по потужності

Р_вих

К_р = —— = К_u К_у

Р_вих

Для схеми із ЗЕ К_р = 200 ... 5000.

Вихідний опір

R_вих = R_к׀׀ rк(е)

Оскільки rк(е) >> R_к, вихідний опір каскада ЗЕ визначається величиною R_к.

Розрахунок підсилювача на біполярному транзисторі

Вихідними параметрами є U_вих, І_н.макс, Р_н і R_н. Достатньо знати два параметри U_вих та R_н ,щоб знайти всі останні

Для розрахунку дано: U_вих = 3В

R_н = І кОм

f = 400 Гц

R_г = 100 Ом

Визначаємо напругу між колектором і емітерем (та струмом колектора в режимі спокою)

U_кеп > U_{вих m} + ∆U_ке,

де ∆U_ке – мінімальна напруга на початку вольтамперної характеристики ( початок нелінійних спотворень ), ∆U_ке = ( 1 ... 2 )В.

Тоді ∆U_кеп = 3 + 2 = 5 В.

І_кп > І_кт + І_{ко t°мах},

де І_{ко t°мах} – початковий струм колектора при максимальній температурі. Приймаємо І_{ко t°мах} = 1 мА

U_{вих.мах}

І_кm = ————

R_к ׀׀ R_н

Зазвичай R_к = ( 3 … 5 ) R_н. Приймаємо R = 3 кОм.

3 3

Тоді І_км = ——— = —— = 4 ∙ 10^-3 А = 4 мА,

3 ׀׀ 1 750

І_кп = 4 + 1 = 5 мА

Попередньо вибираємо транзистор, який відповідає даному І_кп та U_кп ( з заносом ). Вибираємо КТ – 361Г, для якого середнє значення β = 100 І_к.мах = 50 мА, U_ке = 35 В.

2. Знаходимо початковий струм бази по вхідній ВАХ, або за формулою

І_кп - І_{ко t°мах} 5 – 1

І_бп = ————— = ——— = 0.04 мА.

β 100

3. Струм емітера для практичних розрахунків дорівнює струму колектора

І_кп ≈ І_еп.

4. Тепер можемо розрахувати напругу живлення каскаду

Е_к = U_кеп + І_кп R_к + U_еп.

Невідоме: U_еп, яке дорівнює U_еп ≈ ( 0.1 ... 0.3 ) Е_к

Відомі: U_кеп та І_кп R_к

Після перетворень маємо

U_кеп + І_кп R_к 5 + 5 ∙ 10^-3 ∙ 10³ 25

Е_к = —————— = ———————— = ————— ≈ (28…21) В.

0.7 ... 0.9 0.7 ... 0.9 0.7 ... 0.9

Приймаємо Е_к = 24 В.

Тоді U_еп = ( 0.1 ... 0.3 ) Е_к = 2.4 ... 7.2 В

Приймаємо U_еп ≈ 3 В.

5. Визначаємо величину R_е за формулою:

U_ен 3

R_е = —— = ———— = 600 Ом

І_еп 5 ∙ 10^-3

6. Струм через дільник R1R2 має в 2 ... 5 разів перевищує І_бп

І_д = ( 2 ... 5 ) І_бп.

З вихідної ВАХ при І_бп = 0.04 мА (точка Т₁) визначаємо

U_беп = 225 мВ = 0.225 В.

Тоді

U_бп U_бп 0.225

R₂ = —— = ———— = ———— = 2 кОм.

І_д 3 ∙ І_бп 3 ∙ 0.04

Ек – Uбп 24 – 0.225 13.775

R₁ = ———— = ————— = ———— ≈ 148.6 кОм

Ід + Ібп 0.12 + 0.04 0.16

Приймаємо R₁ = 150 кОм

7. Визначаємо ємності із таких міркувань

Х_ср1 << R_вх, де R_вх = R1׀׀ R2׀׀rвх, де rвх 1 ... 3 кОм (для схеми вмикання із ЗЕ). Приймаємо rвх = 3 кОм.

Тобто

R1 R2 R_вх 150 ∙ 2 ∙ 3 900 900

R_вх = ————————— = —————————— = —————— = —— =

R2R_вх + R1R_вх + R1R2 2 ∙ 3 + 150 ∙ 3 + 150 ∙ 2 6 + 450 + 300 756

= 1.2 кОм.

Х_ср1 = 0.1 R_вх = 0.1 ∙ 1,200 = 120 Ом, тобто

1

———— = 120

2π f с_р1

Звідси

1 1

С_р1 = ———— = ——————— = 3.3 ∙ 10^-6 Ф = 3.3 мкФ.

2 π f ∙ 120 2 ∙ π ∙ 400 ∙ 120

1

Х_ср2 = 0.1 R_н; ∙ ———— = 0.1 R_н

2 π f ∙ С_р2

Звідси

1 10

С_р2 = ———— = —————— = 6.6 ∙ 10^-6 Ф = 6,6 мкФ.

2 π f ∙ R_е 2 π ∙ 400 ∙ 600

8. Визнаємо показники підсилювача по змінному струму.

Визначаємо коефіцієнт підсилення

R_к ׀׀ R_н 3׀׀1

К_у ≈ β ———— = 100 —— = 75,

R_н 1

R_к ׀׀ R_н 0.75

Кu = β ———— = 100 ———— = 57, із ЗЕ R_вх ≈ 1 кОм

де для схеми із ЗЕ

R_r + R_вх 0.1 + 1.2

К_р = К_і К_u = 75 ∙ 57 = 4275

9. Щоб перевірити транзистор на термічну стійкість визначаємо потужність, яка розсіюється на колекторі транзистора

Р = U_кемах ∙ І_кемах = 5.5 ∙ 10^-3 = 25 ∙ 10^-3 Вт = 25 мВт << Р_{доп.ман} = 30 мВт при 100°С.

Індивідуальне завдання № 5

Визначити коефіцієнт підсилення неінвертуючого та інвертуючого підсилювачів на операційному підсилювачі та вибрати операційний підсилювач і зовнішні елементи при параметрах, поданих в таблиці.

Операційні підсилювачі

Операційний підсилювач (ОП) – це диференційний підсилювач постійного струму з великим коефіцієнтом підсилення, призначений для різних операцій над аналоговими величинами при роботі в схемах з негативним зворотним зв’язком.

Інвертуючий підсилювач

Інвертуючий підсилювач (рис. 9) змінює знак вхідного сигналу відносно вхідного, він створюється введенням по інвертуючому входу ОП паралельного зворотного зв’язку за напругою за допомогою резистора R33. Неінвертуючий вхід з’єднують із початковою точкою входу та виходу схеми (заземляють). Вхідний сигнал подають через резистор R1 на інвертуючий вхід ОП.

Рис. 9

Рис. 1 Принципова електрична схема інвертуючого підсилювача на ОП.

Показники схеми можна визначити , скориставшись рівнянням суми струмів для вузлу 1.

Якщо прийняти, що Rвх.оп = ∞, а, отже, вхідний струм ОП Іоп = 0, то Івх = І33, звідки:

( 51 )

Uвх – Uо Uвих – Uо

———— = - ———— .

R1 R33

При Ku оп → ∞ напруга на вході ОП

Uвих

Uo = ——— → 0, тому вираз ( 51 ) приймає вигляд

Кu оп

Uвх Uвих

—— = - —— . ( 52 )

R1 R33

Тобто, коефіцієнт підсилення напруги інвертуючого підсилювача з

Uвих

паралельним зворотнім зв’язком Кu_i = - —— визначається тільки

Uвх

параметрами пасивної частини схеми:

R33

Кui = - —— . ( 53 )

R1

Якщо R33 = R1, то Кui = -1, і схема служить інвертуючим повторювачем напруги ( інвертором сигналу ). Оскільки Uo → 0, вхідний опір схеми Rвх = R1, а вихідний опір підсилювача

R33

Rвх.оп ( 1 + —— ) ( 54 )

R1

Rвих = ————————

К_{u оп}

при К_{u оп} → ∞ Rвих близький до нуля.

Неінвертуючий підсилювач

Неінвертуючий підсилювач ( рис. 10 ) має

Рис. 10

послідовний зворотній зв’язок за напругою, поданою на інвертуючий вхід; вхідний сигнал падають на неінвертуючий вхід ОП.

Через рівність нулю напруги між входами ОП ( Uo = 0 ) вхідна напруга схеми зв’язана з вихідною напругою співвідношенням

R1

U_вх = U_вих ———— . ( 55 )

R1 + R33

Звідки коефіцієнт підсилення неінвертуючого підсилювача

R33

К_uн = 1 + —— . ( 56 )

R1

При R₃₃ = 0 та R₁ = ∞ маємо повторювач, для якого К_uн = 1.

Вхідний опір неінвертуючого підсилювача R_вх дорівнює вхідному опору ОП по неінвертуючому входу, тому дуже великий, а вихідний опір R_вих → 0, його знаходять за співвідношенням ( 4 ).

Взагалі вхідний опір інвертуючого та неінвертуючого підсилювачів на ОП знаходиться в межах від 100 ∙ 10³ до 10 ∙ 10⁶ Ом ( від 100 кОм до 10 МОм ), вихідний опір - від 10 до 100 Ом.

Для практичних розрахунків приймають Rвх.оп = 1МОм.

Неінвертуючий та інвертуючий підсилювачі широко використовують як високостабільні підсилювачі різного призначення.

Розрахунок підсилювачів на ОП

Визначити коефіцієнт підсилення неінвертуючого ( інвертуючого ) підсилювача на ОП та вибрати зовнішні елементи схеми при таких параметрах:

Uвх = 0.05 В,

Uвих = 10 В.

Інвертуючий підсилювач

1. Насамперед знаючи вихідну напругу Uвих, необхідно ( за довідником ) вибрати операційний підсилювач, для якого напруга живлення Ек ≥ Uвах. При цьому потрібно враховувати, що ОП живляться двохполярною напругою, тобто до них підводять +Ек, -Ек і середню точку (заземлення ).

Для нашого випадку вибираємо операційний підсилювач К140УД5А, для якого Ек = ± 12 В.

2. Визначаємо коефіцієнт підсилення за формулою

Uвих 10

Кu = - —— = - —— = - 200.

Uвх 0.05

3. Значення опору R1 визначають із залежності, що

R1 ≤ 0.1 Rвх = 0.1 ∙ 1 = 0.1 МОм = 100 кОм.

Приймати можна будь – яке менше стандартне значення опору. Наприклад, приймаємо R1ф = 51 кОм.

4. Визначаємо значення R33 із співвідношення ( 53 ), випустивши знак «мінус», який означає, що сигнал інвертується.

R33 = Кuі ∙ R1 = 20 ∙ 51 = 10200 кОм = 10,20 МОм.

Приймаємо ближче стандартне значення опору, наприклад, R33ф = 10 МОм.

При цьому потрібно врахувати, що величина коефіцієнта підсилення по значно змінюється. В нашому випадку

10 ∙ 10⁶

К_uір = - ——— = - 196.1.

51 ∙ 10³

Неінвертуючий підсилювач

1. Вибираємо ( за довідником ) операційний підсилювач, як і для випадку інвертуючого підсилювача. Отже, вибираємо ОП 140УД5А, для якого Ек = ± 12 В.

2. Визначаємо коефіцієнт підсилення

Uвих 10

К_uн = —— = —— = 200.

Uвх 0.05

Тут потрібно звернути увагу, що для даної задачі чисельно коефіцієнти підсилення напруги рівні як для інвертуючого, так і для неінвертуючого підсилювача. Але в інвертуючого підсилювача коефіцієнт підсилення напруги має знак «мінус» , що означає, що сигнал інвертується.

3. Визначаємо значення опору R1, як і для випадку інвертуючого підсилювача

R1 ≤ 0.1 Rвх = 0.1 ∙ 0.1 = 0.1 МОм = 100 кОм

Приймаємо R1ф = 51 кОм.

4. Тоді опір зворотного зв’язку знайдемо із формули ( 56 ).

R33н = ( Кuн – 1 ) ∙ R1 = ( 200 – 1 ) ∙ 51 = 10149 кОм = 10,149 МОм.

Приймаємо значення цьому опору стандартним близьким до знайденого.

Приймаємо R33ф = 10 МОм.

В цьому випадку коефіцієнт підсилення напруги зміниться і буде дорівнювати

10 ∙ 10⁶

Кнф = 1 + ——— = 197.1.

51 ∙ 10³

2