2. Автономные виэп.

Автономные ВИЭП используют энергию автономного источника постоянного тока. К ним относятся:

• аккумуляторные батареи,

• солнечные элементы и батареи,

• термоэлектрические преобразователи,

• термоэмиссионные преобразователи,

• топливные элементы,

• ядерные источники и т.п.

Использование таких источников позволяет выполнять РЭА переносной,

устанавливать ее на различных подвижных автономных объектах, на объектах, удаленных от промышленных энергетических сетей.

Наиболее важными требованиями к автономным ВИЭП являются:

• Масса и габариты. Они должны быть минимальными для снижения затрат по перемещению и доставке автономной РЭА.

• КПД должен быть минимальным, т. к. мощность источника ограничена. При низком КПД ВИЭП и РЭА источник должен быть большей емкости, стоимости, размера и массы. Источник необходимо чаще менять, увеличиваются эксплуатационные затраты.

• Надежность должна быть максимальной. Из-за удаленности объекта от промышленных центров возникают сложности с проведением ремонтно-профилактических и восстановительных работ.

Характерной особенностью автономных первичных источников является высокая нестабильность напряжения, достигающая 20-30% при, например, изменении степени освещенности солнечной батареи, разряде аккумуляторной батареи или ее работе в режиме периодического глубокого заряда – разряда.

С другой стороны, допустимая в большинстве практически важных случаев суммарная нестабильность питающих напряжений не должна превышать 3-5%, а в ряде случаев - 0.1-1%.

Структурные схемы ВИЭП.

1. Простейший одноканальный ВИЭП.

О сновной узел – ПП инвертор, преобразующий напряжение постоянного тока в переменное напряжение прямоугольной, ступенчатой формы заданной амплитуды и частоты. Силовой трансформатор такого инвертора обеспечивает электрическую изоляцию выходных цепей друг от друга и от первичного источника питания.

Основные недостатки:

• низкая стабильность U_н, хуже, чем у U_п,

• однополярное U_н, тогда как требуются несколько питающих напряжений разной полярности и величины, заземленных или не соединенных с шиной питания.

2 . Многоканальные ВИЭП со стабилизацией питающего напряжения.

В а) включен непрерывный стабилизатор. Его достоинства: нет фильтров на входе и выходе, нет радиопомех, он миниатюризован, высокая помехозащищенность. Основной недостаток непрерывного стабилизатора – его низкий КПД, который не выше _c<U_п.min/U_п.max. Поэтому при U_п.min/U_п.max<0.7 схема а) находит практическое применение при небольшой выходной мощности ВИЭП (P_н<10Вт).

С хема б) с импульсным стабилизатором характеризуется меньшими потерями и большими КПД. Преимущества ИС возрастают при расширении пределов изменения напряжения питания. Однако есть и недостатки: на входе и выходе должны быть фильтры. Входной фильтр защищает ИС от внешних помех (ИС часто пробиваются) и уменьшает помехи ИС во внешнюю цепь. Выходной фильтр предназначен для сглаживания импульсного U_ИС и получения U.

Значительно худшие по сравнению с непрерывными динамические свойства ИС обуславливают появление сравнительно сильных изменений выходного U_ИС в моменты коммутации его нагрузки. Такие схемы используются при P_н=10-100Вт.

В схемах в) и г) выходная мощность стабилизирующего устройства значительно ниже общей мощности ВИЭП. Выходное напряжение стабилизирующего устройства суммируется на выходе И с U_п т. о., чтобы их сумма оставалась постоянной и равной U_п.max при всех режимах работы и условиях эксплуатации. Снижение мощности стабилизирующей цепи уменьшает Ф_вх и Ф_С и снижает массу и габариты ВИЭП. Такие ВИЭП используют при P_н>100Вт –в) и г).

3. М ногоканальные ВИЭП с индивидуальной оконечной стабилизацией.

П ростейшая индивидуальная стабилизация изображена на рисунке а). В схеме а) в каждую выходную цепь транзисторного инвертора включен свой регулирующий выпрямитель со сглаживающим LC-фильтром и схемой управления.

В схеме б) выпрямитель выполняется нерегулируемым, а роль стабилизирующего устройства играет маломощный стабилизатор переменного напряжения, выходное напряжение которого суммируется на входе выпрямителя с переменным напряжением, снимаемым с основного выхода транзисторного инвертора.

Сигнал ОС изменяет ширину импульсов на выходе т. о., чтобы напряжение выпрямителя было неизменным при всех режимах. В отличие от схемы а), где регулируемый выпрямитель рассчитан на малую мощность Р_н, выходная мощность РВ в в) значительно меньше, что ведет к уменьшению массы и габаритов фильтра. Схема сложная. Все каналы стабилизировать дорого, особенно если их много. Поэтому целесообразны функциональные схемы с центральной стабилизацией, включая только дополнительные стабилизаторы в отдельных каналах.

Преобразователи, питаемые сетью.

Выпрямители.

Часто на практике необходимо превратить переменные 220В (или 380В), 50Гц в однополярное напряжение другой величины.

Традиционные схемы включают трансформатор и выпрямитель:

О бмотки трансформатора имеют омическое сопротивление:

,

где длина провода l_пр=W1D_ср.

При D_ср=5см, W1=300 витков, d_пр=0,35мм:

.

Для идеального трансформатора:

U2=U1 .

В реальном трансформаторе при L1>>r1, L2>>r2,R_н можно пренебречь фазовым сдвигом.

U_вых=U1  r2I2,

n= ,

U1=U_вх  r1I1,

I1=I1_хх + I1_н  .

Поскольку обе обмотки трансформатора расположены на одном сердечнике, то у них общий магнитный поток:

,

где , -средние длины первичной и вторичной обмоток магнитопровода.

Тогда:

W1I1= W2I2,

I1=I2W2/W1,

.

Т.о., выходное напряжение трансформатора является функцией не только числа витков, но и нагрузки.

Сущность выпрямления заключается в таком преобразовании переменного тока, когда направление тока в нагрузке сохраняется неизменным вне зависимости от полярности приложенного первичного напряжения.

Выпрямители.

1. Однополупериодный однофазный выпрямитель.

Однополупериодный однофазный выпрямитель – наиболее простой; характеризуется малой стоимостью.

Н елинейность ВАХ диода обуславливает протекание тока в цепи нагрузки преимущественно в одном направлении. Напряжение на выходе рассматриваемого выпрямителя имеет вид однополярных импульсов, форма которых практически повторяет форму положительной полуволны питающего напряжения на выходе трансформатора.

0, т. к. I_обр мал.

.

Для U2=U2_мsin(t) и малом искажении формы тока:

.

Использование таких выпрямителей ограничено областью вспомогательных маломощных источников постоянного тока, т.к. они характеризуются плохим использованием силового трансформатора и выходного сглаживающего фильтра. Требования к фильтру (по массе, габаритам) возрастают в 3-4 раза. Из-за постоянной составляющей тока трансформатора его сердечник находится в насыщении.

Предельная петля гистерезиса ферромагнетиков:

Здесь В_r – остаточная индукция,

Н_с – коэрцитивная сила,

пкн – первичная (нулевая) кривая намагничивания.

На участке кривой 1 В(Н) изменяется по закону Релея и соответствует обратимому смещению границ доменов. На этом участке происходит обратимый рост объема благоприятно ориентированных по полю доменов за счет соседей.

На участке 2 намагничивание осуществляется путем необратимых смещений границ доменов. Зависимость В(Н) характеризуется нелинейностью.

Участок 3 соответствует обратимым процессам вращения магнитных доменов, приближая их к направлению поля. Индукция в этом случае медленно увеличивается до насыщения (В_м).

Магнитомягкие материалы имеют малую коэрцитивную силу. К таким материалам относятся магнитодиэлектрики на основе карбонильного железа и алесифера, а также ферриты: Mn-Zn, Ni-Zn.

Материалы для постоянных магнитов являются магнитотвердыми. Они обладают высокими коэрцетивной силой и остаточной индукцией.

₀=410^-7Гн/м.

Для трансформатора с зазором :

Iw=(l_м-)В_мs/_м₀+  В_мs/₀.

Р абота трансформатора без выпрямителя.

Р абота трансформатора на нагрузку через однополупериодный выпрямитель.

Подмагничивание постоянным (в среднем) током приводит к смещению рабочей точки О в положение О¹ на основной кривой намагничивания. Магнитопровод начинает перемагничиваться по несимметричному гистерезисному циклу. При перемагничивании магнитопровода по предельному гистерезисному циклу с заходом в область насыщения (схема автогенераторов, другие схемы, использующие насыщение силового трансформатора) магнитная проницаемость материала магнитопровода резко уменьшается, что приводит к снижениям индуктивности первичной обмотки трансформатора и увеличению максимального значения тока холостого хода.

Если такой трансформатор стоит на выходе инвертора и импульсного стабилизатора, то появление пиков тока в первичной обмотке нарушает работу трансформаторов преобразователя, увеличивает массу и габариты преобразователя, т.к. необходимо увеличивать сечение магнитопровода.

В=₀Н,

₀=В/Н.

Необходимо осторожно относиться к идее повышения выходного напряжения трансформатора за счет увеличения входного напряжения, т.к. при этом резко увеличивается ток холостого хода, сталь начинает греться, наступает режим насыщения.

2. О днофазный двухполупериодный выпрямитель со средним выводом вторичной обмотки трансформатора.

W 2_a=W2_б.

Через обмотки W2_a и W2_б текут токи, равные по величине и в разные моменты времени. В первичной обмотке трансформатора и нагрузке ток течет в течение обоих полупериодов питающего напряжения переменного тока.

Всегда U_н<U2 на 0.7В, т.к. имеется только один диод между трансформатором и нагрузкой.

Общие потери преобразования:

.

На 50Гц конструкция применяется реже: для двух вторичных обмоток сечение провода необходимо увеличивать, т.к. D_ср обмотки больше. Схема применяется в низковольтных выпрямителях. По сравнению с однофазной мостовой схемой данная схема позволяет вдвое уменьшить число диодов и, тем самым, снизить потери.

.

Допустим перекос по потреблению на +U_п и на -U_CУ. Не нужны делительные резисторы.

М остовой выпрямитель.

Схема содержит вдвое больше диодов и характеризуется ^большими потерями мощности в них. Однако можно использовать диоды с вдвое меньшим допустимым обратным напряжением. Мостовая схема позволяет лучше использовать объем трансформатора, т.к. требуется всего одна обмотка (вторичная).

Выпрямители, выполненные по мостовой схеме, могут подключаться к сети переменного тока и без трансформатора, когда выходное напряжение выпрямителя определяется только напряжением питания.

Недостаток: в данной схеме вторичную обмотку нельзя заземлить, она «подвешена» в воздухе. Несколько выпрямителей требуют несколько независимых обмоток.

К диодам прикладывается одинарное обратное напряжение нагрузки.

Для питания анодных цепей электронно-лучевых трубок и электронных приборов СВЧ (ламп бегущей волны, ламп обратной волны, клистронов и т.п.) требуются высокие напряжения постоянного тока с напряжением единицы-десятки киловольт. Трудности конструктивного исполнения высоковольтных трансформаторов и высокие напряжения, прикладываемые к выпрямительным диодам, требуют применения специальных выпрямителей, обладающих возможностью управления напряжением.

Выпрямители – умножители напряжения.

4 а. Однофазная симметричная схема выпрямителя с удвоением напряжения.

Данная схема состоит из двух однополупериодных однофазных выпрямителей, нагруженных на конденсаторы. Конденсаторы заряжаются в разные полупериоды. Напряжение на нагрузке удваивается из-за суммирования напряжений на конденсаторах.

U_н=2U2-2U⁰_VD.

Каждый из выпрямителей однополупериодный, но подмагничиваия нет, т. к. два выпрямителя.

Экономится медь трансформаторов, но емкости выбираются большими, т.к. они подзаряжаются один раз за период.

n_выпр1, т.к. потери – только на диодах, а конденсаторы только заряжаются от трансформатора.

4 б. Однофазный выпрямитель с учетверением напряжения.

При положительной полуволне ток течет по двум цепям: С1-VD1-C3-R и C2-VD3-R.

При отрицательной полуволне ток течет по цепям C1-VD2-R и C2-VD4-C4-R.

Конденсаторы С1 и С2 все время перезаряжаются по разным цепям и напряжение этих конденсаторов суммируется с напряжением на обмотке при заряде конденсаторов С3 и С4. В результате на каждом из конденсаторов С3 и С4 напряжение стремится к удвоению (2U_W2), а на нагрузке – к учетверению: U_н22(U2-U⁰_VD.

Схема симметричная, но КПД ниже, чем в предыдущих схемах, т.к. в один из полупериодов С1 и С2 просто перезаряжаются через резистор (джоулевы потери).

4 в. Несимметричная схема с умножением напряжения с произвольным коэффициентом умножения.

Такие схемы применяются при очень малых токах нагрузки, т.е. в режиме, близком к холостому ходу. Коэффициент умножения в такой схеме равен числу диодов или конденсаторов. Напряжение можно изменять путем изменения числа каскадов. Частота пульсаций f_п=f_c. Обратное напряжение на диодах и напряжение на всех конденсаторах, кроме С1, где оно составляет , равно - удвоенному амплитудному значению напряжения вторичной обмотки трансформатора. При нечетном числе каскадов по вторичной обмотке протекает ток, вызывающий вынужденное намагничивание сердечника.

5. Трехфазные выпрямители.

Силовые генераторы переменного тока на электростанциях – трехфазные, обмотки статора включены звездой и подключены к первичной линии электропередач; между двумя фазами падает 380В (линейное напряжение) между фазой и нулем – 220В (фазное напряжение).

В каждом из проводов (фаз) напряжение гармоническое, однако между фазами напряжение сдвинуто на 120⁰.

5а. Трехфазные однотактные схемы выпрямителей (трехфазные схемы с выводом нулевой точки вторичных обмоток трансформатора).

Отличаются только способом взаимного включения первичных обмоток трехфазного трансформатора.

По сравнению с однофазными в трехфазных выпрямителях уровень пульсаций выше, а частота выше.

Схемы имеют малые падения напряжения на диодах и, поэтому, могут быть использованы для выпрямления низких напряжений при повышенных мощностях (>500 Вт). Схемы характеризуются сравнительно плохим коэффициентом использования мощности трансформатора, сравнительно большим обратным напряжением на диодах и наличием вынужденного намагничивания трансформатора, которое вызывает увеличение потерь в магнитопроводе.

Коэффициент пульсаций таких схем при их использовании без фильтров:

Частота пульсаций f_пульс=3f_сети.

5 б. Мостовые схемы трехфазных выпрямителей или схемы Ларионова.

Преимущества по сравнению с предыдущей схемой:

• падение обратного напряжения на диодах в два раза меньше,

• отсутствует подмагничивание,

• уровень пульсаций выходного напряжения значительно ниже (К_пульс=5,7% без С₀),

• частота пульсаций вдвое больше: f_пульс=6f_cети.

Недостатки мостовых 3ФВ:

• вдвое большее число полупроводниковых диодов,

• повышенное падение напряжения на каждом из плеч выпрямителя.

Применение универсальное: как на активную нагрузку с С фильтром, так и на R_н с LC фильтром.

Огибающая в верхней полуплоскости – пульсации, К_пульс=5,7%, f_пульс=6f_c=300Гц.

Регуляторы и стабилизаторы

напряжения и переменного тока.

Под регуляторами (стабилизаторами) переменного тока понимаются преобразовательные устройства, которые при питании от сети переменного тока обеспечивают на выходе регулируемое (стабилизированное) напряжение переменного тока той же частоты. В качкстве силовых элементов, осуществляющих такое регулирование, используются магнитные усилители, регулируемые трансформаторы, тиристоры и, реже, транзисторы.

Магнитные регуляторы переменного напряжения.

Один из вариантов регулятора построен на основе магнитного усилителя (МУ) с внутренней обратной связью диодами VD1 и VD2, обмотками W_р:

Д ействие регулятора основано на изменении магнитной индукции В под действием тока подмагничивания, что обуславливает изменение падения напряжения U_Wр на его рабочих обмотках.

Пусть полупериод 0t является рабочим для магнитопровода А и управляющим для магнитопровода Б. Это означает, что полярность питающего напряжения соответствует открытому состоянию диода VD1 и закрытому состоянию диода VD2. Рабочая обмотка W_рА включена последовательно с нагрузкой, а рабочая обмотка W_рБ отключена от источника переменного тока.

В интервале 0t_В через сопротивление нагрузки протекает малый ток холостого хода. Магнитная индукция в магнитопроводе А изменяется от своего начального значения B_нач до значения индукции насыщения В_S, когда происходит насыщение магнитопровода А. После насыщения магнитопровода А его  и U_WрА резко падают и практически все напряжение питания прикладывается к нагрузке. В интервале _Вt ток нагрузки определяется напряжением питания и сопротивлением нагрузки:

U_c=I_нr_пр+U_Дпр+R_нI_н.

В интервале 0t_В в обмотке управления магнитопровода А наводится ЭДС, обусловленная изменением магнитной индукции. Эта же ЭДС вызывает перемагничивание магнитопровода Б, рабочая обмотка которого при этом обесточена.

Для рассматриваемого случая скорости изменения магнитной индукции в обоих сердечниках усилителя одинаковы, а индукция в МП Б в интервале 0t_В изменяется от значения +B_S до значения –B_нач. После насыщения магнитопровода А значения индукции в обоих МП остаются неизменными до конца данного полупериода питающего напряжения.

Следующий полупериод t2 является рабочим для МП Б и управляющим для А. Регулировочные характеристики имеют вид:

При I_у = 0 сердечник находится в насыщении и I_{н max} = U_c/R_н. При I_у =I_{у min} сердечник находится в конце ? каждого полупериода на границе открывания и насыщения по цепи управления.

Регулирование <I_н> и < U_н > можно осуществить за счет изменения отношения B_нач/B_М.

В интервале 0I_уI_{у min} происходит регулировка I_н и U_н. Значение

I_{у min} соответствует максимальному значению тока холостого хода МУ и минимальному значению тока нагрузки. При таком значении I_у МП насыщение достигается лишь к концу каждого полупериода U_c.

Наряду со свойствами магнитного материала большое влияние на крутизну характеристики вход-выход оказывает обратное сопротивление диодов. Так, I_обр, проходящий по рабочей обмотке, способствует размагничиванию сердечника. Как , так и I_обр чувствительны к температуре. Коэффициент усиления с ростом температуры увеличивается.

Преимущества: большое усиление по мощности – несколько тысяч, возможность изоляции цепей управления от сети, возможность управления несколькими сигналами, простота.

Тиристорные регуляторы

переменного напряжения.

В качестве основного регулирующего элемента используют силовой тиристор или семистор. Наиболее часто применяются стабилизаторы с включением тиристоров в цепь вторичной обмотки силового понижающего трансформатора. При этом тиристоры одновременно выполняют функцию выпрямления переменного напряжения в постоянное и являются регулирующими элементами. Это позволяет получить выигрыш в габаритах и массе транзисторного стабилизатора.

В низковольтных стабилизаторах с большими токами нагрузки целесообразно включение тиристоров на стороне первичной обмотки трансформатора (т.к. U_{пр. тир.}>U_{пр. Д}). Однако возникают проблемы с ЭДС самоиндукции. Простейшая схема тиристорного регулятора:

Управление встречно-параллельно включенных тиристоров осуществляет схема управления СУ, которая открывает VD1 и VD2 со сдвигом во времени, равном половине периода питающего напряжения. Момент открывания каждого тиристора относительно начала соответствующего полупериода определяется внешним сигналом управления. Изменяя его, можно регулировать напряжение на R_н вследствие изменения длительности открытого состояния каждого из тиристоров регулятора. Закрывание тиристоров происходит под действием приложенного к ним напряжения обратной полярности после момента времени, когда ток, протекающий через открытый тиристор, уменьшается до нуля.

Длительность импульса управления мала, однако тиристор будет открыт до конца полупериода при R_н.акт.

При работе рассматриваемого регулятора на индуктивно – активную нагрузку ток нагрузки увеличивается медленнее и уменьшается до нулевого значения спустя некоторое время после прохождения через нулевое значение питающего напряжения.

Данный регулятор требует для управления фазосдвигающее устройство с двумя электрически изолированными друг от друга выходами. Кроме того, тиристоры должны выдерживать и прямое, и обратное напряжения, равные н апряжению питания.

1. Мостовая схема с тиристором в диагонали. Здесь напряжение обратной полярности к тиристору не прикладывается, его выключение происходит при I_тирист=0.

2. Мостовая схема с двумя тиристорами с объединенными катодами. При этом не требуется друг от друга цепей управления. Схема управления упрощается.

3. С пособность семистора (симметричного тиристора) пропускать ток в обоих направлениях и включаться в обоих направлениях от одного управляющего электрода приводит к тому, что такой регулятор содержит наименьшее число элементов и имеет наиболее простую схему управления.

Схема простейшего однофазного регулятора:

К недостаткам простейших регуляторов напряжения переменного тока относятся значительные искажения формы напряжения на нагрузке, которые обусловлены принципом их действия. В процессе регулирования напряжения на нагрузке значительно изменяются его гармонические составляющие, у напряжения появляются высшие гармоники, эффективные значения которых возрастают по мере расширения пределов регулирования. Например, в интервале 0<_v<0,65 при коэффициенте перекрытия фазового регулятора _п=/0,65=1,5 эффективное значение третей гармоники U_эф^{3 гарм} = 0,55U_осн, эффективное значение пятой гармоники U_эф^{5 гарм} = 0,2U_осн.

Значительно меньшее искажение формы и более высокий КПД обеспечивается в схемах регуляторов со ступенчатым регулированием:

V D3 и VD4 включаются при 0<t<_B, V D1 и VD2 включаются при _B<t<.

Другие регуляторы, стабилизаторы.

Транзисторные регуляторы:

Р егуляторы с регулирующим трансформатором:

Эти регуляторы используются для питания синхронно-следящих систем, индукционных датчиков, фазочувствительных усилителей и другой аппаратуры, для которой необходимо получение синусоидального выходного напряжения с малыми нелинейными искажениями. В отличии от рассмотренных ранее, в этих регуляторах регулирование осуществляется по амплитуде.

Имеются подобные схемы и для трехфазных цепей. Рассмотренные регуляторы легко преобразуются в стабилизаторы. Для этого сигнал снимается с R_н, сравнивается с опорным и через обратную связь подается на схему управления.

Регулируемые выпрямители.

Регулируемыми выпрямителями называются преобразовательные устройства, совмещающие функцию выпрямления переменного напряжения с регулированием (или стабилизацией) напряжения на нагрузке.

Простейшие схемы регулируемых выпрямителей образуются из соответствующих схем нерегулируемых выпрямителей при полной или частичной замене ПП диодов тиристорами.

Пусть в произвольно выбранный начальный момент времени к началу первичной обмотке трансформатора TV1 прикладывают положительный потенциал. Диод VD1 тока не проводит, т. к. управляющий (открывающий) сигнал на него будет подан только спустя некоторое время t=_B/ после смены полярности напряжения питания. При открывании тиристора VD1 (момент t1=_B) через него начинает протекать ток нагрузки и ток, запасаемый элементами фильтра. Тиристор VD2 открывается также с задержкой _B в следующем отрицательном полупериоде U_п. В этот момент блокировочный диод VD_бл закрывается напряжением на вторичной обмотке TV1. VD_бл проводит ток при выключенных VD1 и VD2. Т. о., регулировка осуществляется путем изменения задержки _B тиристоров относительно момента прохождения питающего напряжения через свое нулевое значение. Частным случаем такого регулирования является стабилизация выходного напряжения. Для этого создается цепь обратной связи от R_н, цепь опорного напряжения, усилитель отклонения и схема управления тиристорами.

Д ругие однофазные регулируемые выпрямители:

Катоды тиристоров в данной схеме объединены, что упрощает схему управления (от одного источника питания).

Роль блокировочных диодов в данной схеме выполняют диоды моста VD2 и VD4. Однако управлять тиристорами сложнее, т. к. необходимо два подвешенных (независимых изолированных) канала управления.

С увеличением фазового угла открывания тиристоров коэффициент пульсаций резко возрастает от 0,65 до 2,5 при 150⁰. Для уменьшения пульсаций на входе фильтра РВ вводят дополнительные силовые элементы.

Рассмотрим две схемы усовершенствованных РВ, нашедшие широкое применение в технике электропитания устройств автоматизации и РЭА.

Временные диаграммы для верхней схемы:

П ример простейшего однофазного регулируемого выпрямителя с однопереходным транзистором в схеме управления:

Сглаживающие фильтры на пассивных элементах.

В большинстве случаев переменная составляющая выпрямленного напряжения (пульсация), действующая на выходе выпрямителя, недопустимо велика для потребителей. Сглаживающий фильтр, который включается между входом В и R_н, предназначен для уменьшения пульсаций.

Различают LC, RC фильтры и активные фильтры. Пассивные фильтры могут быть однозвенные и двухзвенные.

Все LC фильтры, по сути, являются RL-CR фильтрами. Все сглаживающие фильтры характеризуются коэффициентом сглаживания q, который можно представить как отношение амплитуды первой гармоники пульсации на входе фильтра, нормированной на постоянную составляющую, к амплитуде первой гармоники пульсаций на выходе первого или второго звена фильтра.

LC – фильтры.

Во избежание резонансных явлений рекомендуется выбирать для однозвенного фильтра q>3. Необходимым условием, обеспечивающим сглаживающее действие, является соотношение между R_н и емкостным сопротивлением выходного конденсатора:

R_н>> ,

где - частота пульсаций.

Коэффициенты сглаживания пульсаций для RC и LC фильтров:

q_RC=2RC+1,

q_LC=²LC+1.

При r_L<<R_н .

При f_c=50Гц=f_{пулььс.} ²=10⁵, LC1 10^-5(q-1).

При выборе типа конденсаторов необходимо убедится, что амплитудное значение пульсации на емкости (в % от U_раб) не превышает допустимого значения, указанного в ТУ на конденсатор или справочнике.

L выбирается исходя из условия предельного тока диодов выпрямителя при включении ВИЭП:

,

.

Для двухзвенного фильтра

q=q1q2,

где q1, q2 – коэффициенты сглаживания первого и второго звена соответственно. При L1=L2, C1=C2 L1C1 .

Применять двухзвенный LC фильтр целесообразно, когда q>16, т. к. при этом произведение суммарной индуктивности на суммарную емкость будет меньше произведения LC однозвенного фильтра, имеющего такой же коэффициент сглаживания.

Иногда дроссели фильтра выполняются с дополнительной (компенсационной) обмоткой, которая позволяет в 2-4 раза увеличить коэффициент сглаживания при включении ее встречно с основной обмоткой:

При этом в формулы подставляют вместо q q’=q/(24). Число витков компенсационной обмотки должно быть равно W_к=W_осн/q’. Основным недостатком такого фильтра является влияние величины и характера нагрузки выпрямителя на ограничивающее действие фильтра.

Все дроссели выполняются с зазором. Всегда существует оптимальная величина зазора для данного сердечника и данной обмотки, зависящая от площади сечения, типа материала и др. факторов. Основное условие оптимизации дросселя состоит в том, чтобы при минимальном токе

(I0+I_{M пульс}) в магнитопроводе с зазором достигалось насыщение материала сердечника.

Ф =LI=B_SS_M

Iw=f()

Индуктивность торроидального магнитопровода с равномерной намоткой:

.

Для магнитопровода с зазором при _М>10³ _эфф=l_M/.

U=wS_M

Также необходимо учитывать перенапряжения на фильтрах.

При сбросе нагрузки конденсаторы чисто емкостных фильтров заряжаются до амплитудного значения напряжения, подаваемого на выпрямитель. Для синусоидального сигнала:

U_c=U_B .

Для сигнала иной формы:

U_c=U_BМ.

При сбросе нагрузки индуктивного фильтра напряжение на конденсаторах достигает значения

При включении ВИЭП напряжение на конденсаторах может превышать номинальное из-за резонансных явлений. Для расчета перенапряжений имеются специальные графики. Токи при зарядке емкостей очень велики, их необходимо ограничивать. Если перенапряжение превышает конденсатора или I_M>I_{M диодов}, то в цепь выпрямителя или в цепь первичной обмотки трансформатора временно (на период пуска) включают пусковое добавочное сопротивление.

В целом резонансную частоту фильтра необходимо снижать до значений f_рез< . Необходимо понижать добротность фильтра хотя бы временно, на период включения, т. к. в рабочем режиме необходимо поддерживать высокий КПД. Для этого необходимо рассчитать АЧХ и ФЧХ фильтра в EWB.

При использовании переменного напряжения прямоугольной формы пульсации могут возрастать из-за недостаточного быстродействия выпрямительных диодов.

Пусть переменное напряжение - прямоугольной формы с длительностью фронтов t_ф. Пусть в момент времени t1 напряжение на входе В, а следовательно, и прямой ток открытого диода Д1 (Д4) начали уменьшаться. В момент времени t2, когда переменное напряжение сравнялось с напряжением на нагрузке, ток через открытые диоды выпрямителя становится равным нулю, а затем изменяет свое направление.

В момент времени t3 заканчивается процесс рассасывания избыточных носителей заряда в базовой области закрывания диода и ток через него резко падает. Длительность интервала рассасывания и амплитуда обратного тока через диоды В зависят от их инерционных свойств и скорости изменения тока (R_огр). В момент времени t4, когда изменившее знак напряжение на входе В вновь станет равным U_н, открываются очередные диоды, через которые происходит подзаряд конденсатора фильтра.

При работе В на LC Ф с большой индуктивностью ток открытого диода остается практически неизменным в течение полупериода вплоть до момента смены полярности входного напряжения. В интервале рассасывания избыточных носителей заряда все диоды В оказываются в открытом состоянии.

Наибольшие пульсации - у Ф_С, т. к. при смене полярности переменное напряжение конденсатора разряжается через цепь с очень малой постоянной времени. В случае Ф_LC дроссель увеличивает постоянную времени разрядной цепи конденсатора (в нее входят и диоды В), и ослабляет влияние их инерционных свойств на уровень пульсаций выпрямленного напряжения.

Т. о., при использовании прямоугольной формы переменного напряжения инерционные свойства полупроводниковых диодов обуславливают коммутационные токи, потери мощности в диодах увеличиваются пропорционально увеличению частоты переменного напряжения.

Транзисторные сглаживающие фильтры.

В таких фильтрах БТ используется для подавления пульсаций выпрямленных напряжений и работает в активном режиме.

Рассмотрим простейший ТФ.

На вход подается выпрямленное U_вх, содержащее в своем составе как постоянную, так и переменную составляющие. Благодаря конденсатору, соединенному с общей шиной на резисторе R_б выделяется переменная составляющая. R_б подключено к базе транзистора. Должно выполняться условие R_б>>x_C=1/C. При этом вся переменная составляющая входного напряжения практически полностью выделяется на транзисторе. Наибольшие пульсации напряжения на нагрузке являются следствием некоторого изменения коэффициента передачи тока БТ (эффект Ирли), а также небольшой переменной составляющей напряжения на конденсаторе.

При увеличении тока нагрузки R_н уменьшается и приходится уменьшать R_б, что требует значительного уменьшения емкости, а значит массы и габаритов. В этом случае рекомендуется применять транзисторный фильтр с двухзвенным RC фильтром:

Во второй схеме должен быть большой ток базы VT1. Второе схемное решение для повышенных токов нагрузки связано с использованием составных транзисторов, В=В1В2, R1+R2+R3<<U_вх/(B1I_VT2).

Транзисторные сглаживающие фильтры не обладают стабилизирующим действием. Медленные изменения U_вх приводят к пропорциональному изменению U_н.

ТФ применяют тогда, когда повышены требования к пульсациям: U_пульс<25мВ. В этом случае их необходимо использовать даже перед компенсационным стабилизатором КРЕН142.

Стабилизаторы напряжения.

Стабилизатором напряжения (СН) называется устройство, поддерживающее неизменным напряжение (ток) на нагрузке при изменении значений питающего напряжения, нагрузки, температуры окружающей среды и др. факторов.

По принципу действия стабилизаторы подразделяют на параметрические и компенсационные.

По способу включения – на непрерывные и импульсные.

По способу включения регулирующего элемента и R_н различают последовательные и параллельные стабилизаторы.

1. Параметрические СН – устройства, в которых стабилизация U_н осуществляется в результате перераспределения напряжения между линейным и нелинейным элементами. В качестве нелинейных элементов применяют кремниевые стабилитроны и транзисторы при U от единиц до сотен вольт и I_н от единиц до сотен миллиампер. Газоразрядные стабилитроны, как правило, применяют для стабилизации высоких напряжений (кВ) и малых токах нагрузки (доли мА).

Параметрические СН применяют при P_н13Вт. В составе нет обратной связи. Они относятся к устройствам непрерывного действия и в большинстве случаев являются параллельными стабилизаторами. Понижают напряжение (U_н<U_п).

2. Компенсационные СН являются системами автоматического регулирования, содержат цепь обратной связи, по которой сигнал с выхода стабилизатора воздействует на его цепь управления. В качестве регулирующего элемента, как правило, используют силовые транзисторы. Компенсационные стабилизаторы – понижающего типа (U_н<U_п), имеют малый КПД (<80%). Однако они не создают помех. P – до 20Вт.

3. Импульсные СН. В отличие от непрерывных импульсные СН обладают значительно меньшими потерями в силовом регулирующем элементе и значительно более высоким КПД. Возможность работы на больших частотах 250кГц и больших мощностях 5200Вт и более (500Вт) дает преимущества в весогабаритных характеристиках, т. к. на ВЧ высокочастотные трансформаторы, конденсаторы и дроссели меньше. Преимущества импульсных СН особенно ощутимы при больших номинальных мощностях и широких пределах изменения U_п. ИСН могут быть как понижающего, так и повышающего типа. Недостаток – уровень ВЧ помех выше.

Качество работы стабилизатора оценивается следующими основными параметрами:

1. Коэффициент стабилизации:

.

Коэффициент стабилизации равен отношению нормированных квазистатических приращений входного и выходного напряжений при изменении входного напряжения.

2. Внутреннее сопротивление СН:

.

При , . Внутреннее сопротивление СН необходимо уменьшать.

3. Коэффициент сглаживания пульсаций напряжения:

.

R_п характеризует фильтрующие свойства СН. Как правило, R_п<К_ст (для КРЕН142).

4. Температурный коэффициент напряжения:

.

Температурный коэффициент напряжения характеризует изменение стабилизированного напряжения с изменением температуры окружающей среды на 1⁰С.

5. КПД:

.

КПД – отношение средней мощности, потребляемой нагрузкой, к средней мощности, потребляемой от сети.

Параметрические стабилизаторы.

Рассмотрим простейший СН на основе стабилитрона.

r _диф=150Ом.

Для выбора элементарной базы необходимо учесть два условия, соответствующие худшим случаям:

Решив систему уравнений, выбираем тип стабилитрона и R_огр.

Рассмотрим пример:

U_п=812В, U_н=4.85.2В, I_н.min=10мА, I_н.max=99мА.

Выберем стабилитрон с I_ст.min=1мА, I_ст.max=40мА. Тогда:

Задача не решается с данным стабилитроном. Для того, чтобы система решалась, необходимо, чтобы выполнялось условие:

.

Для приведенных параметров необходимо использовать стабилитрон с I_ст.max250мА.

P_н.min=5В10мА=510^-2Вт P_вх.min=12В(0.25+0,01)А3Вт =1.7%

P_н.max=5В100мА=0.5Вт P_вх.max=12В(0.25+0,1)А4Вт =12.5%

При r_диф=2Ом рабочий режим изменяется: U=2Ом(0.25-0,05)А=0.4В. U_н=50.2В.

Недостаток – низкий КПД, требуется мощный низковольтный стабилитрон. Как правило, отношение U_п/U_н рекомендуется выбирать примерно равным 1.53, при этом коэффициент сглаживания равен 1030. Т. к. кремниевые стабилитроны практически безынерционны, то коэффициент сглаживания пульсаций U по значению примерно равен значениям коэффициентов стабилизации.

При U_ст>6В ТКН>0, при U_ст<5В ТКН<0. ТКН U_{пр. диодов}<0, т. к. с ростом температуры U_БЭ уменьшается:

U_БЭ(T)= U_БЭ(T0)-(T-T0), =23мВ/⁰К.

При T=50⁰K  U_БЭ=0.15В.

П оэтому для уменьшения ТКН можно подобрать диоды и составить стабилизирующие цепочки с малым .

Такой способ снижения ТКН реализован в специальных термокомпенсированных стабилитронах типа Д818А-Д818Е, КС196А-КС196Г. Например, для Д818Е при изменении температуры от –50 до +50⁰С U_ст изменяется всего на 0.1%.

К основному недостатку данного способа термокомпенсации относится повышенное значение динамического сопротивления (в 3 раза), что уменьшает коэффициент стабилизации.

Иногда используют многокаскадные схемы стабилизации, но их КПД очень низок.

Мощность нагрузки может быть повышена за счет эмиттерного повторителя, питаемого от стабилитрона.

I_Б=I_н/(B+1), т. е. VT1 является усилителем тока.

При В=99 и I_max=99мА I_Б=I^*_н.max=1мА.

.

С другой стороны, I_п.min может быть =0,

.

Т. о., система решаема для маломощных стабилитронов,

50(Ом)<R_н<∞,

175R_огр1500 (Ом).

Выбираем R_огр=1кОм.

P_н(I_н=99мА)=5В0,1А=0.5Вт.

,

=0.5/1.27=0.39.

КПД в три раза выше.

Недостаток схемы – в повышенном ТКН, т. к. U_БЭ(T)= U_БЭ(T0)-(T-T0),

=23мВ/⁰K.

Термочувствительность схемы снижают следующим образом:

U_н=U_Б-U_БЭ=U_ст+U_Д(T)-U_БЭ(T), т. е. U_нU_ст.

U_ст м. б. термоскомпенсированным.

Рассмотренные схемы имеют еще один недостаток: они не могут полностью подавить пульсации.

Рассмотрим эквивалентную схему:

При наличии переменной составляющей входного напряжения на стабилитроне в точке А также появляются пульсации.

Пусть U_п=10В2В, r_диф.ст=50(Ом), R_огр=1кОм. R_н^*=50(Ом)100=5кОм – сопротивление R_н, приведенное к стабилитрону, R_н^*= R_н(В+1).

,

т. к. есть обычный резистивный делитель.

R_н^*>>r_диф, поэтому (r_диф//R_н^*) r_диф.

r_диф<<R_огр, поэтому R_огр+(r_диф//R_н^*)R_огр.

.

Т. о., коэффициент сглаживания пульсаций стабилитрона:

.

Желательно уменьшать r_диф или увеличивать R_огр для снижения пульсаций на стабилитроне.

Одним из путей снижения пульсаций стабилитрона без ухудшения его других характеристик является использование вместо R_огр стабилизатора тока на основе ПТ или БТ, т. к. r_диф.GI велико.

Диапазон используемых токов стабилизации стабилитронов ограничен. Поэтому для дальнейшего повышения нагрузочной способности СН на выходе используют транзисторы по схеме Дарлингтона, В=В1В2.

В СН на основе составного комплементарного транзистора термостабильность выше, однако труднее подобрать пару транзисторов и требуются либо различные радиаторы, либо посадка VT1 на радиатор VT2 через термосопротивление (слюду).

Импульсные стабилизаторы напряжения

постоянного тока.

Такие устройства включают ключевой элемент, схему управления, которая в процессе регулирования изменяет параметры управляющих импульсов на входе ключевого элемента, и накопители энергии – дроссели и конденсаторы, выполняющие роль сглаживающих фильтров (демодуляторов). В отличие от стабилизаторов непрерывного действия, в ИСН рабочая точка транзистора большую часть периода находится в области насыщения или отсечки, а зону активного режима проходит только в моменты переключений. Причем средние за период коммутации мощности, рассеиваемой на регулирующем транзисторе, намного меньше, чем при его работе в непрерывном режиме. Поэтому КПД ИСН выше, чем у НСН, особенно при широких пределах изменения U_п. Например, при 23В<U_п< =34В и U_н=20В _ИСН=85%, _НСН=55%.

Повышенные частоты преобразования в ИСН позволяют значительно уменьшить весогабаритные характеристики трансформаторов и фильтров.

К недостаткам ИСН относятся:

• более сложная схема управления;

• повышенный уровень пульсаций ΔU_н, радиопомех, шумов;

• худшие динамические характеристики.

В зависимости от способа стабилизации выходного напряжения различают три вида схем:

1. ЧИМ – схемы с частотно-импульсной модуляцией. Длительность импульсов напряжения на входе сглаживающего фильтра постоянна, а интервалы между ними изменяются пропорционально выходному напряжению.

2. РСР – релейные системы регулирования. В них формирование импульсов происходит в моменты пересечения напряжением U_н двух горизонтальных уровней: нижнего при формировании фронта и верхнего при формировании среза. Поскольку форма изменения U_н в зависимости от U_п и I_н может быть различной, то и частота в данной системе может изменяться в широких пределах. Т. о., здесь изменяются и длительность импульса, и частота.

3. ШИМ – схемы с широтно-импульсной модуляцией. В них длительность импульсов напряжения на входе сглаживающего фильтра U1 при постоянной частоте их следования f обратно пропорциональна значению напряжения на нагрузке.

Сопоставление преимуществ и недостатков ЧИМ, РСР и ШИМ.

ЧИМ имеют сложные схемотехнические решения регулирования f в широких пределах, особенно при больших изменениях U_п и U_н. Не может быть синхронизирован с другими устройствами. Применяется редко.

РСР характеризуется сравнительно большой пульсацией U_н, что обязательно следует из принципа их работы. В ЧИМ и ШИМ можно сделать ΔU_н=0. Основное преимущество РСР состоит в простой схеме управления. Однако возникают трудности при синхронизации с другими блоками, т. к. f=

ШИМ имеет более сложную схему управления по сравнению с РСР, т. к. обычно содержит дополнительный задающий генератор. Преимущества ШИМ:

• обеспечивает высокий КПД и оптимальные частоты преобразования независимо от напряжения первичного источника питания и тока нагрузки;

• частота пульсаций на R_н неизменна, что имеет существенное значение для ряда потребителей;

• реализуется возможность одновременной синхронизации частот преобразования любого числа ИСН, что исключает опасность возникновения биений частот. Кроме того, при работе ИСН на нерегулируемый преобразователь (например, усилитель мощности) возможна синхронизация частот обоих устройств.

Однотактный ИСН с последовательным

включением РЭ, L_ф и R_н.

V D2 – закорачивающий диод;

r_I – токосъемный резистор для защиты от КЗ;

VT1 – РЭ.

Данная блок-схема имеет общий характер (м. б. ШИМ, ЧИМ, РСР) и наиболее часто применяется на практике. Рассмотрим работу этой схемы.

На вход регулирующего транзистора VT1 подается импульсный сигнал от схемы управления. Изменение скважности таких импульсов происходит под действием сигнала, поступающего от схемы ОС, вход которой подключен к выходу ИСН. Дроссель L_ф и конденсатор С_ф преобразуют однополярные прямоуголные импульсы переменной скважности, поступающие с коллектора VT1, в напряжение постоянного тока. Диод VD2 обеспечивает электрическую цепь для протекания тока в дросселе, когда VT1 закрыт.

Пусть на базу РЭ подаются прямоугольные импульсы напряжения, т. е. СУ является ИГН.

В момент времени t1 базовый ток VT1 начинает уменьшаться. В течение t2t1 VT1 остается в режиме насыщения, в его базовой и коллекторной областях происходит рассасывание избыточных носителей заряда. После того, как в момент t2 VT1 выходит из насыщения, ток в его коллекторной цепи начинает убывать. За счет самоиндукции дросселя и запасенной в нем энергии происходит переполюсовка напряжения на L_ф и ток через закорачивающий диод VD2 начинает быстро расти. При t=t3 I_к=0. В интервале t3t4 происходит передача энергии, накопленной в С_фL_ф, в нагрузку. Ток дросселя линейно уменьшается, напряжение нагрузки несколько убывает. В момент t=t4 в базу VT1 поступает импульс тока положительной полярности. На входе работает GU и используются импульсы управляющего напряжения прямоугольной формы. В коллекторной цепи начинает нарастать ток при одновременном убывании тока через VD2. VT1 работает здесь в режиме КЗ, т. к. диод VD2 еще открыт. Пик I_н связан с рассасыванием заряда VD2.

В момент t5 процесс рассасывания избыточных носителей заряда в базовой области диода VD2заканчивается, ток через диод резко падает, а напряжение на нем скачком увеличивается до U_п. В интервале t5t6 ток через дроссель возрастает по линейному закону вплоть до t6, т. е. до момента, когда базовый ток управляющего транзистора начинает уменьшаться.

Т. о., коммутационные токи существенно снижают КПД и надежность схем.

П ерегрузки регулирующих транзисторов в 510 раз превышают токи нагрузки (например, для КТ201 и КТ908), I_ки^*=(510)I_н. Учитывая, что I_к VT1 ни в одном из возможных режимов работы ИСН не должен превышать своего предельно допустимого значения, выбор схемы и элементной базы является важным этапом разработки. Необходимо:

• выбрать наиболее быстродействующие БТ и Д на данные токи;

• схемотехнически уменьшить коммутационные токи.

Схемы ИСН всегда рассчитываются, максимально адаптируются к конкретному применению и оптимизируются.

В установившемся режиме при неизменном U_п, U_н прямо пропорционально относительной длительности открытого состояния РЭ.

U_н=U_п,

где  - коэффициент заполнения. =t_и/T= t_иf, где t_и – длительность интервала t7-t5=’’T.

Амплитуда пульсаций тока в дросселе фильтра равна:

.

I_Др=I0_ДрΔI_Др;

U=LΔI/Δt.

Дроссель разряжается, когда VT1 выключен, что является первопричиной пульсаций.

.

За время паузы

.

За время импульса

.

Амплитуда пульсаций выходного напряжения ΔU_н определяется из закона Кулона:

СU=It;

Домножаем на 1/2, т. к. в процессе пульсации I_Др линейно изменяется во времени, т. е. имеет форму треугольника. Поэтому средний ток будет в два раза меньше амплитуды пульсаций.

Б ерем (0.5T), т. к. ИСН оптимизирован и токи дросселя примерно равны.

При исключении постоянной составляющей I_н0 можно считать, что дроссель 0,5T подает энергию на С_ф, а 0,5T отбирает энергию от С_ф.

Отсюда

.

За исключением переходных коммутационных моментов амплитуда тока коллектора VT1 равна амплитуде тока диода VD2 и равна амплитуде тока в дросселе фильтра:

I_Кmax=I_Дmax=I_Др.

;

.

При уменьшении L_ф пульсации возрастают и может наступить режим прерывистого тока в дросселе фильтра. При этом ухудшается внешняя (нагрузочная) характеристика стабилизатора. Для обеспечения непрерывного тока в дросселе его L_ф должна удовлетворять следующему неравенству:

Если последнее выражение приравнять нулю, I_Дрmin=0, то получим

L_фR_н(1-)/2f.

Для уменьшения коммутационных перегрузок РЭ в его основную цепь вводят дополнительные токоограничивающие элементы:

а ) ИСН с дополнительным однообмоточным дросселем в коллекторной цепи.

Дополнительный дроссель уменьшает I_к/t при рассеивании избыточных носителей в VD1. R_доп обеспечивает полное открывание диода VD_доп ик моменту очередного открывания транзистора. Цепочка для разряда L_доп.

L_доп<<L_ф. I_{Ддоп max}<<I_{Д VD1}.

Эффективным средством уменьшения коммутационных токов в силовой системе ИСН является также использование двухобмоточного дросселя.

б) ИСН с дополнительным двухобмоточным дросселем.

Т . к. нет рассеивания на R_доп, то КПД выше. Запасенная энергия возвращается в источник U_п.

в) Амплитуда коммутационного тока может быть уменьшена и за счет снижения скорости изменения управляющего сигнала в базе VT1. Там устанавливают малогабаритный ВЧ дроссель (~200мкГн), шунтированный диодом. Амплитуда коммутационного тока уменьшается примерно в два раза.

На работу ИСН существенное влияние оказывает характер нагрузки, а именно скорость изменения ее за счет сопротивления.

Ток дросселя должен превышать прерывистый режим в несколько раз. В противном случае при резком снижении R_н конденсатор фильтра С_ф разрядится на какое-то время полностью и выходное напряжение будет равно нулю. Это фактически режим КЗ, несмотря на то, что R_н>0. Как было показано выше, L_ф должна быть не меньше определенного значения:

.

Для оптимального R_н . Поэтому .

Пример:

Для U_н=12В, f=10кГц, I_н.ном=3А, ΔI=6А, R_н.ном=4(Ом): . Пусть С_ф разрядился полностью, тогда Δt=1=LI/U_п=10^-4Гн6А/12В=50мкс. Т. о., получается большая задержка.

Это основной недостаток ИСН – оно относительно долго реагируют на резкое изменение величины нагрузки. Для повышения быстродействия ИСН необходимо искать новые схемотехнические решения, оптимизировать параметры фильтра, обеспечивать более мягкие условия нагрузки.

Как правило, в ВЧ ИСН в качестве дросселя используют катушки с ферромагнитным сердечником. Это позволяет уменьшать габариты, число витков, уменьшать среднюю длину витка, а значит, и r_пр, и потери в проводе rI². КПД при этом увеличивается.

Через сердечник течет средний однополярный ток, т. е. сердечник может войти в насыщение. Этого режима допускать нельзя, т. к. L_ф при этом резко уменьшается, резко возрастает сквозной ток, U_н резко увеличивается и пульсации резко увеличиваются. Поэтому при выборе и расчете дросселя и его сердечника необходимо не допустить режима насыщения сердечника.

Положение частичной петли гистерезиса выбирают в зоне максимума магнитной проницаемости, но таким образом, чтобы обеспечить непрерывный ток дросселя.

Обычно В20,25Тл. Перепад определяется перепадом тока через дроссель I_Др, В=_ДH, где  - диэлектрическая магнитная проницаемость сердечника, _Д=В/H. С увеличением частоты магнитная проницаемость ферритов уменьшается. Кроме того, силовые высокочастотные БТ не работают на ВЧ>1МГц, т. е. имеется порог повышения быстродействия ИСН. С увеличением частоты коммутационные потери VT1 возрастают, _Д уменьшается и число витков дросселя необходимо увеличивать. КПД уменьшается как из-за БТ, так и за счет потерь в сердечнике. На сегодня порог частоты составляет около 50100кГц.

Для увеличения диапазона токов в сердечнике вводят немагнитный зазор.

l _м – средняя длина магнитопровода.

Введено понятие эквивалентного магнитосопротивления:

R_м=R_м.пр+R_м.з,

где R_м.пр – магнитосопротивление провода,

R_м.з – магнитосопротивление зазора.

Магнитный поток:

Ф=ВS_м=Iw/R_м.

,

где l_м – длина магнитопровода.

Т. о., для увеличения I_L необходимо уменьшать w, или для уменьшения I_L необходимо увеличивать w. При этом индуктивность возрастает в 4 раза.

w_min= .

.

При выборе предельной рабочей частоты необходимо помнить, что с увеличением частоты в сердечниках возрастают динамические потери и сердечники греются изнутри (магнитные домены поворачиваются). Кроме того, сердечники дополнительно нагреваются и от Джоулевого тепла, выделяющегося в обмотках. В справочниках имеются графики (T).

T_К – точка Кюри, в ней =1.

При расчетах необходимо обеспечить нужную L и отсутствие режима насыщения (Ф_max при I_max). При этом L_расс д. б. >0, P_пот~rI². Расчет включает: определение L, выбор сердечника - материал, выбор геометрии, определение w и Ф_оптим провода, расчет потерь мощности на f_раб, выбор силового ключа (U_Кэнас, U_ВКЭ, _вкл, _выкл).

П рактическая схема простейшего однотактного ИСН с РСР понижающего типа.

VT1 – силовой ключ,

VT2 – управляющий транзистор,

VT3 – усилитель ошибки,

R1, VD1 – источник опорного напряжения,

VD2 – замыкающий диод,

R2 – шунт, чтобы ток утечки коллекторного p-n перехода не усиливался в

(В+1) раз,

R3 – ограничитель тока базы VT1,

R4 – шунт для VT2,

R5, R6 – делители выходного напряжения,

r_I – токосъемный резистор, использован для защиты от перегрузки по току,

С1 –основной фильтр,

С2, Др1, Др2 – фильтр подавления помех,

С3 – конденсатор положительной обратной связи.

Работа схемы: VT2 открыт при открытом VT3, VT3 открыт при U_БЭ< на 0,7В U_ст, т. е. VT1 открыт при , дроссель накапливает энергию.

С3 превращает схему в схему с двумя устойчивыми состояниями. Схема переключается не плавно, а скачком, уменьшаются динамические потери, VT1 и VT2 не греются.

Автотрансформаторные схемы

однотактных ИСН с РСР понижающего типа.

Трансформаторы для ИСН всегда разрабатываются и изготавливаются самостоятельно. Для сетей 50Гц имеется целый ряд трансформаторов на различные мощности и напряжения. В толстых справочниках выделяют ТН, ТА и ТТП трансформаторы. Для ИСН такого ряда трансформаторов нет, но есть ряд ферромагнитных сердечников различной формы (кольца, горшки), различной , различных … НН, НМ, ольсифер и др., обладающие различными частотой, температурной чувствительностью.

При разработке U_м трансформатора, выбрав необходимый материал и сечение сердечника, всегда можно путем изменения числа витков практически точно подогнать параметры трансформатора или дросселя до уровня оптимальных параметров.

С другой стороны, несмотря на широкий спектр ПТ, БТ и Д, всегда затруднительно выбрать в паре силовой ключ и силовые диоды. Поэтому эти элементы выбирают из числа возможных (доступных), максимально приближенных к набору требуемых параметров (U_BКЭ, В, I_Кmax, I_Кэнас, _вкл, _выкл, U_BД, U_пр.Д, Q_накопл, _рассас, _модул).

Автотрансформаторные системы ИСН расширяют возможности разработчика, позволяют в максимальной степени использовать возможности конкретных ПП приборов и в то же время иметь оптимальные параметры индуктивного элемента.

РЭ n⁺-p-n типа проводимости. VD2 посажен катодом на землю.

РЭ p⁺-n-p типа проводимости. VD2 посажен анодом на землю.

Обмотки дросселя имеют общий магнитопровод и ЭДС на них наводится одновременно. В течение отрезка времени, когда VT1 открыт, ток течет через w1 и С_ф//R_н, т. е. на w1 падает напряжение U_w1¹=U_п-U_н, а к VD2 приложено обратное напряжение

К концу первого периода ток I_н достигает величины I_w1max¹. При переходе от первой ко второй фазе работы ИСН, когда транзистор VT1 включается, магнитный поток в сердечнике остается неизменным. Ф~Iw.

Но w2>w1, т. е. диод необходим на большее напряжение, но меньший прямой ток, а VT1 необходим на меньшее рабочее напряжение, но на больший ток.

Схема с противоположными возможностями:

Т ребуется VT1 с высоким U_B, низким I_Кm, а VD2 с низким U_B, высоким I_Дm.

ИСН понижающего типа с частичной модуляцией импульсного напряжения.

При закрытом VT1 U_ф=U_п, а при его открывании увеличивается до значения U_ф=U_п1+U_п2. ИСН по сравнению со стандартным стабилизатором характеризуется значительно лучшим использованием сглаживающего фильтра. Требуемое значение произведения L_фС_ф определяется выражением

.

П роизведения L_фС_ф меньше, чем в предыдущей схеме в 35 раз. Во столько же раз меньшее весо-габаритные параметры фильтра.

О днотактный ИСН повышающего типа.

В данном стабилизаторе РЭ подключен параллельно R_н и отделен от нее VD2. При открывании VT1 в Др запасается избыточная электромагнитная энергия, а его ток увеличивается от своего минимального значения I_Др.min по линейному закону:

После закрывания VT1 А_изб, накопленное в Др на предыдущем интервале, через открывшийся диод VD2 поступает в R_н, подзаряжая С_ф.

В данной схеме ЭДС самоиндукции ничем сверху не ограничена. В момент включения VT1 L_ф стремится сохранить величину, направление тока и для этого изменяет полярности U_Lф и повышает величину U_Lф на столько, сколько нужно для поддержания тока и на потери. При обрыве ОС U_н будет определяться U_ВКЭ и U_ВД.

Автотрансформаторная схема:

Однотактный ИСН – инвертор

полярности напряжения.

В стабилизаторах данного типа во второй коммутационной фазе (VT1 выключен) Др находится в режиме GI и способен обеспечить любые U_ф, даже больше U_п, т. е. данный ИСН может быть как повышающего, так и понижающего типа. Кроме того, он обеспечивает на выходе инверсное напряжение, т. е. по отношению к шине питания на выходе имеем напряжение противоположной полярности.

В последних однотактных СН энергия передается от U_п в R_н при закрытом VT1 с помощью ЭДС самоиндукции катушек. Нагрузка заизолирована от U_п с только по одной шине, и только в период, когда VT1 закрыт. Недостаток таких схем в том, что они не имеют гальванической развязки выхода от входа.

Пульсации в ИСН повышающего типа пропорциональны току I_н, не зависят от L_ф и могут быть уменьшены только за счет увеличения С_ф.

U_н=I_н/(C_фf).

.

Конденсатор С_ф, как правило, существенно больше, чем в первой схеме, где в фильтре работает L_фС_ф.

В ИСН, инвертирующих напряжение, также используются автотрансформаторные схемы.

ЧИМ и ШИМ режимы работы ИСН.

Рассмотрим простой однотактный ИСН повышающего типа без инверсии напряжения.

При открытом VT1 U_LU_п-U_КЭнасU_п. Имеет место накопление электромагнитной энергии в дросселе. Ток дросселя изменяется по линейному закону, пока в течение длительности импульса t_и не достигнет своего максимального значения I_Lmax.

.

При этом U_Д=U_КЭнас0.5В<<U_п.

Ток, потребляемый от источника питания, такой же.

Кроме U_Кэнас, часто учитывают еще падение напряжения на сопротивлении провода дросселя. Тогда зависимость усложняется. U_н при этом (1 фаза) уменьшается.

После закрытия VT1 вся энергия, накопленная в дросселе, через VD2 передается в фильтр и нагрузку за период паузы. L_ф работает в это время в режиме генератора тока с линейно уменьшающейся величиной тока. Т. к. U_н велико (>>0), то мощность, отдаваемая индуктивностью в течение всего разряда, велика и длительность разряда L_ф мала, - существенно ниже длительности зарядки индуктивности, т. е. t_п<t_и.

В таком случае удобно сделать t_п постоянной малой величиной, равной ее максимальному значению при максимальной длительности разряда t_п.max и изменять длительность t_и – зарядки L_ф.

В этом случае к моменту открывания VT1 I_Дпр=0, накопленных избыточных носителей заряда в базе диода нет и коммутационные токи связаны лишь с зарядной емкостью диода.

В первом случае потери малы.

Рассмотренные условия регулирования равносильны режиму ЧИМ с фиксированной длительностью паузы. Такие схемы просты, дешевы, легко настраиваются. Требуется автогенератор и формирователь длительности.

Режим ЧИМ.

Схема м. б. аналогичной, но добавляется задающий автогенератор прямоугольных импульсов звуковой частоты с f=const.

Схемы с фиксированной частотой позволяют передавать большую мощность. В них проще осуществляется фильтрация низших гармоник. Однако VT1 открывается при I_Дпр отличном от 0 и при каждом переключении имеют место потери. Такие схемы применимы до F2кГц.

Преобразователи постоянного напряжения.

Данная группа преобразователей в отличие от рассмотренной группы ИСН содержит полную гальваническую развязку выхода от входа. Они могут быть как повышающего, так и понижающего типа. В связи с этим эти устройства более универсальны и могут использоваться в качестве инверторов, преобразователей U, ИСН, сетевых ИВЭП с бестрансформаторным выходом.

Различают одно- и двухтактные преобразователи.

Однотактные преобразователи

с гальванической развязкой.

Различают:

• однотактные преобразователи с самовозбуждением (автогенераторы);

• однотактные преобразователи с независимым возбуждением (усилители мощности).

Простейший однотактный автогенератор с трансформаторной связью, т. е. преобразователь постоянного напряжения в переменное:

В зависимости от способа подключения выпрямительного диода VD2 различают схемы преобразователей на обратном ходе (прямое включение диода), на прямом ходе (обратное включение диода).

При подключении U_п через R_см на базу VT1 подается отпирающий потенциал. VT1 открывается и через первичную обмотку w_К протекает ток, который вызывает нарастание магнитного потока в магнитопроводе трансформатора. На всех обмотках наводится ЭДС, в т. ч. и на обмотке обратной связи w_Б. Ее полярность подключения такова, что она способствует полному открыванию транзистора. Когда ток коллектора достигнет своего максимального значения I_К=I_БB, нарастание магнитного потока в трансформаторе прекратится, полярность напряжений на обмотках трансформатора изменится на обратную и произойдет лавинообразный процесс запирания транзистора. Напряжение на вторичной обмотке TV1 имеет прямоугольную форму.

Полярность силового диода выпрямителя на w2 определяет способ передачи энергии.

В преобразователе с обратным включением диода (а)) при открытом VT1 к w1 приложено U_п и во вторичную обмотку трансформируется импульс U_w2 длительностью t_и. Однако включенный в обратном направлении VD2 закрыт и R_н отключена от преобразователя.

В момент паузы t_п, когда транзистор закрывается, полярность напряжений на всех обмотках трансформатора изменяется на обратную, VD1 открывается и выпрямленное напряжение прикладывается к нагрузке R_н. При следующем цикле, когда VT1 открывается, а VD2 закрывается, С_ф разряжается на R_н, обеспечивая протекание постоянного тока I_н. Роль дросселя сглаживающего фильтра в данной схеме играет индуктивность вторичной обмотки трансформатора.

При прямом включении диода (б), в)) передача энергии источника питания U_п в нагрузку R_н происходит в момент t_и, когда силовой транзистор VT1 и диод VD2 открыты. Выпрямленный ток I_н протекает в нагрузку R_н через дроссель фильтра L_ф, запасая в нем энергию W=L_фI_н²t_и/2. С_ф при этом заряжается выпрямленным напряжением до U_н. В течение паузы t_п, когда транзистор закрыт, дроссель L_ф отдает запасенную энергию в нагрузку. Цепь тока I_н замыкается через L_ф и блокирующий диод VD3, как и в ИСН с последовательной РЭ.

Как видно из осциллограмм (а), б)) через w1 однотактного преобразователя протекают несимметричные токи, т. к. длительность импульса не равна длительности паузы. Вследствие этого трансформатор работает с подмагничиванием постоянной составляющей тока, что приводит к плохому использованию трансформатора, увеличению его габаритов. Для устранения подмагничивания трансформаторы в однотактных преобразователях должны выполняться на магнитопроводах с воздушным зазором. Этот способ устранения подмагничивания является нетехнологичным, особенно при использовании тороидальных сердечников. Более простым является перемагничивание трансформатора с помощью дополнительных цепочек.

w_B – обмотка возврата. Размагничивание сердечника (г))происходит на второй фазе путем передачи энергии в цепь нагрузки (в С_ф). КПД растет.

Размагничивание сердечника (д)) осуществляется активно с помощью энергии конденсатора. Такой способ плохой, т. к. КПД уменьшается. Была энергия сердечника и часть энергии С_ф в конце первой фазы, в начале второй фазы эти энергии взаимоуничтожились, превратились в джоулево тепло на проводах VD4, VT1.

На второй фазе накопленная в цепи намагничивания трансформатора энергия через обмотку возврата w_В и VD4 возвращается вв источник питания. КПД увеличивается.

Однотактные преобразователи с обратным включением диода обеспечивают развязку и защиту выходного напряжения от помех по входным шинам питания, работают с простейшими емкостными фильтрами. Выходное напряжение в однотактном автогенераторе определяется по формуле:

.

Длительность импульса и паузы:

Коэффициент заполнения:

.

Для превращения рассматриваемого преобразователя напряжения в однотактный ИСН в схему вводят цепь ОС.

1. За счет изменения I_К.m, определяемого током базы транзистора.

2. За счет подмагничивания трансформатора питания, при котором изменяется соотношение между t_и и t_п. При этом для эффективного управления трансформатор должен быть с сердечником без зазора. Это приведет к увеличению габаритов и потерь в сердечнике. Кроме того, изменение параметров магнитопровода приводет к худшей температурной зависимости и, т. о., существенно ухудшает стабильность U_н.

3. За счет ШИМ. Используется независимое возбуждение (с усилением мощности) и регулирование осуществляется схемой управления по цепи базы силового транзистора.

Приведенная на рисунке схема содержит СУ, реализующую ШИМ. Она следит за U_н и вырабатывает f=const и t_и=var. Для уменьшения потерь на управление вводится прямоугольное токовое управление. Трансформатор тока своей первичной обмоткой включен в цепь коллектора, а вторичной – к переходу Б-Э VT1. При открытом транзисторе ток базы пропорционален току коллектора и VT1 находится в режиме насыщения. При этом мощность, потребляемая от СУ, уменьшается, т. к. она расходуется только на фронтах (на включение и выключение VT1), а режим насыщения его обеспечивается трансформаотром тока.

Если же СУ и ОС питать от сети, то P_СУ=300Вт>>0.12Вт.

Вторичных обмоток может быть больше для нескольких различных напряжений. Обратная связь выполняется по наиболее мощной цепи. Если ОС обрывается, то СУ «не знает» об уровне U_вых и считает U_н=0. При зтом продолжается закачка больше нормы, пока VT1 не пробьется.

Выбор силовых транзисторов проводится по допустимому току и напряжению U_КЭВ. Ток коллектора зависит от выходной мощности и определяется по формуле:

.

Напряжение К-Э для однотактного преобразователя с обратнным включением диода:

.

Следует отметить, что две последние формулы для U_КЭ не учитывают выбросы напряжения на коллекторе VT1, которые возникают в момент его запирания. Возникающие при этом перенапряжения могут превышать U_п, в зависимости от качества TV1 и быстродействия VT1, в 1.5-4 раза.

Рассмотрим причины возникновения таких выбросов.

T=var. t_п=const (ШИМ).С_фR_н>>T_max.

Коэффициент обратной трансформации по напряжению:

.

.

Например, при U_п=+300В, U_н=100В, w1/w2=1.5, U_КЭ=150В.

Часть линий магнитного поля выходит из сердечника и не пронизывает сечение других обмоток:

Э квивалентная схема:

U_КЭВU_п+U_КЭ+Е_Ls=700В. M0, взаимная индуктивность.

L_s не связана с TV1. Она как бы отдельная в цепи коллектора. При выключении VT1 L_s также стремится сохранить существовавший до этого ток I_кк и наводит противоЭДС.

Для уменьшения всплеска включают параллельно VT1 «гасящую цепочку».

Длительность t_п большая по сравнению с длительностью разряда L_s на (С_доп+С_к), поэтому при большом С_доп лишняя энергия отводится на землю через С_доп, R_доп греется впустую. С_доп д. б. оптимальным.

.

Необходимо помнить, что _вкл и _выкл VT1 стремятся уменьшить не только выбором транзистора, но и схемотехнически. При уменьшении _выкл VT1 амплитуда E_Ls резко увеличивается. При увеличении быстродействия VT1 он меньше греется, КПД растет.

Для увеличения быстродействия VT1 используют :

а) схему пересыщающегося ключа.

U _Кэнас всегда не меньше U_Бнас, т. е. VT1 находится на границе насыщения.

б ) подают на базу VT1 при закрывании нулевой потенциал путем закорачивания ее отдельным транзистором, коммутирующим ток не менее I_кк.

в ) подают на базу отрицательное смещение от отдельной обмотки (см. схему выше), используют различные ускоряющие RСдиодные цепочки.

Примеры применения

однотактных преобразователей.

1. Лампы дневного света типа «китайский фонарь».

В АХ лампы:

В схеме удачно используются нелинейные свойства газоразрядного промежутка ламп.

До поджига работает как однотактный преобразователь. Во время горения лампы рабочими являются оба такта. Момент окончания импульса закачки определяется выходом VT1 из насыщения, I_к=I_к/B. Поэтому t_и для поджига одна, для случая горения одной лампы вторая и для случая горения двух ламп – третья.

Недостатки: схема боится КЗ по выходу (I_кm), в процессе эксплуатации U_подж лампы увеличивается в 2-3 раза и их необходимо менять (т. к. преимущественно однополярный режим), без лампы включать нельзя (U_к>U_КЭВ).

Преимущество – простота схемы.

2 . Электрошоккеры.

Здесь используется ударное возбуждение контура и автоколебаний.

Двухтактные преобразователи.

Преимущества:

1. Передача энергии от U_п в R_н происходит дважды за период T.

2. М агнитопроводы изменяют свое состояние по частной симметричной петле гистерезиса, близкой к предельной петле магнитного гистерезиса. Вследствие этого сердечники работают в режиме перемагничивания, не входят в насыщение. Размах индукции магнитного поля в сердечнике может достигать 2Вм, поэтому размеры магнитопровода могут быть уменьшены в 1.5-2 раза.

По принципу действия двухтактные преобразователи или инверторы подразделяют на:

1. Преобразователи с самовозбуждением или автогенераторы.

2. Преобразователи с независимым возбуждением – усилители мощности.

Различают три вида схем подключения и исполнения силового трансформатора:

1. Схема с выводом нулевой (средней) точки первичной обмотки – преобразователь Роера.

2. Мостовая схема включения первичной обмотки трансформатора.

3. Полумостовая схема включения первичной обмотки трансформатора.

Преобразователь Роера.

(Двухтактный преобразователь с самовозбуждением).

Взамен двух R_Б и С_Б можно использовать одно R_Б и одно С_Б, поместив их в разрыв (*). Диоды VD_Б¹,VD_Б² защищают переход Э-Б от пробоя.

Оптопара – для ОС, для схем с независимым управлением.

Трансформатор содержит две одинаковые первичные обмотки, соединенные вместе и подключенные к одному полюсу питания. Вторые выводы первичных обмоток подсоединены к коллекторам двух силовых транзисторов VT1 и VT2.

Вторичная обмотка нагружена на выпрямитель, фильтр и нагрузку. Трансформатор выполняется на магнитопроводе с прямоугольной петлей гистерезиса. Базовые обмотки управляют режимом переключения транзисторов, они включены т. о., чтобы в генераторе реализовалась положительная обратная связь.

Генератор работает следующим образом. При включении U_п из-за неидентичности параметров один из транзисторов, например VT1, начинает открываться и его I_к увеличивается. На всех обмотках наводится ЭДС. Обмотки обратной связи w_Б подключены таким образом, что наведеннае в них ЭДС полностью открывает VT1 и закрывает VT2.

Переключение транзисторов начинается в момент насыщения TV1. Вследствие этого наведенные во всех обмотках TV1 напряжения уменьшаются до нуля, а затем изменяют свою полярность. Теперь на базу ранее открытого VT1 подается отрицательное напряжение и он начинает закрываться, а на базу VT2 поступает положительное напряжение, и он начинает открываться. Этот регенеративный процесс формирования фронта U протекает очень быстро. Процесс повторяется. На вторичной обмотке формируется переменное напряжение прямоугольной формы.

.

Кривые для идеального случая, без С_ф, L_ф.

Выбор транзисторов для преобразователя производится по току коллектора в режиме насыщения, когда транзистор полностью открыт, и по напряжению, которое прикладывается к переходу К-Э в режиме отсечки, когда транзистор полностью закрыт. С учетом возможных перенапряжений (10-20%):

U_КЭm(2.2-2.4)U_п.max.

Наличие реактивностей в первичных цепях питания (L_фс, L_{проводов}), а также помехи сети вызывают всплески напряжения на коллекторе закрытого в данный момент транзистора. При этом на данной w1 напряжение равно U_п вместе со всплеском. И транзистор может пробиться. Поэтому применяют С_вх (десятки – сотни мкФ), шунтирующее вход.

В режиме насыщения через коллектор протекает I_к.нас, значение которого определяется выходной мощностью P2=I_нU_н и U_п.

.

Увеличение тока намагничивания трансформатора при его насыщении приводит к увеличению I_к и запиранию транзистора. Кроме того, в момент переключения транзисторов второй транзистор начинает включаться, когда первый еще не вышел из насыщения. Через первый транзистор начинает протекать дополнительный ток второго транзистора. На край тока I_к1 в конце импульса имеется всплеск тока. I_к.max должен быть больше максимальной величины тока в конце импульса.

U_Б=(3-5)U_Бэнас. При U_Б<3U_БЭнас I_Б будет зависеть от разброса напряжения, а при U_Б>5U_БЭнас возрастут потери мощности.

Для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения на выходе преобразователя необходимо, чтобы фронты переменного напряжения имели минимальную длительность. Для этого используют ВЧ транзисторы и ускоряющие цепочки: параллельно R_см, R_Б, С_Б, С_см. Емкость конденсатора выбирается из условия:

С_БT_п/2R_Б.

Существенное влияние на процесс коммутации транзисторов оказывают инерционные свойства диодов: _{рассасыв.} избыточных носителей заряда и _восст. – время восстановления обратного сопротивления диодов. В момент переключения выходного напряжения диоды выпрямителя пропускают почти одинаковый ток в прямом и обратном направлениях. Вследствие этого в выпрямителе возникает перекрытие фаз, в течение которого w2 оказывается замкнутой почти накоротко. При этом транзисторы преобразователя перегружаются, выходят из режима насыщения, на них рассеивается мощность, а фронт выходного напряжения искажается – на нем появляются «ступеньки».Это приводит к увеличению пульсации U_н.

Амплитуда коммутационного выброса тока диода определяется по формуле:

.

_эф – эффективное время жизни НЗ в базе диода.

Длительность времени рассасывания заряда в базе диода (t_р.д.) можно ориентировочно определить через постоянную времени транзистора:

_р.д.(3-4)_T,

где

_Тh21_ЭR_КС_К+1/2f_гр.

Влияние инерционных свойств диодов выпрямителя на режим работы транзисторов преобразователя сказывается в том, что в течение времени рассасывания t_р.д. оба VT оказываются открытыми и через них проходят «сквозные» токи, которые вызывают дополнительные потери мощности и могут являться причиной пробоя транзисторов.

При работе выпрямителя на емкостной фильтр (без L_ф) в момент перекрытия диодов С_ф разряжается не только через R_н, но и через w2 с малым r_пр2. При этом возрастают пульсации U_н.

Требуемая С_ф с учетом инерционных свойств диода определяется по формуле:

.

В преобразователях, в которых влияние инерционных свойств диодов можно не учитывать (f=1-5кГц или ВЧ диоды):

.

Следует заметить, что с увеличением С_Б увеличивается задержка переключения транзисторов и даже возможно образование паузы на нуле.

При работе преобразователя с самовозбуждением на L_фС_ф - фильтр выпрямительный ток не может быстро изменяться через L_ф и практически постоянен в течение времени смены полярности прямоугольного напряжения. Это определяет зависимость процессов переключения от инерционных свойств диодов выпрямителя в более сильной степени, чем при емкостном фильтре.

При использовании НЧ диодов в моменты смены полярности U2 диоды открыты, замыкая почти накоротко w2. Вследствие этого переходной процесс переключения транзисторов затягивается, т. к. нарушается условие возникновения регенеративного процесса. При этом в выходном импульсном напряжении U2 появляется пауза t_п, на выходе выпрямителя увеличивается пульсация U_н. Длительность паузы t_п определяется временем восстановления обратного сопротивления диодов и уменьшением тока через L_ф. Если L_ф выбрана слишком большой, то в преобразователе возникает срыв колебаний.

Если в выпрямителе преобразователя используются ВЧ безынерционные диоды, то переходной процесс переключения транзисторов сокращается, т. к. в этом случае L_ф существенно увеличивает вносимое эквивалентное сопротивление. При необходимости получения большего коэффициента сглаживания пульсации и для исключения возможности срыва колебаний все же (даже при ВЧ диодах) рекомендуется использовать либо С_ф, либо С_ф2L_фС_ф.

Достоинство преобразователей с насыщающимся трансформатором – их простота, надежность. Основной недостаток – наличие всплесков I_к в момент выключения транзисторов, что ведет к плохому использованию транзисторов и увеличению потерь в них.

Для исключения данного недостатка используют схему преобразователя с дополнительным переключающим трансформатором.

Выходной TV1 работает без захода рабочей точки в область насыщения. Коммутация транзисторов осуществляется маломощным переключающим трансформатором TV2 (теперь он насыщается). R_ос в цепи w_к устраняет броски I_к при переключении транзисторов.

В момент насыщения переключающего транзистора TV2 падение напряжения на R_ос резко возрастает, что приводит к уменьшению I_Б TV и выходу его рабочей точки в активную область.

.

R_ос=(3-5)n1~U_п/I_к.нас,

где n1=w2/w1. n2=w_Б/w_К<1.

TV1 работает в линейном режиме, поэтому при расчете его индукция выбирается из условия В_м=(0.7-0.8)В_s.

При большой разнице h21 возникает несимметрия полупериодов, сердечник может войти в насыщение. VT с большим h21_Э будет иметь всплески U_К и будет греться сильнее. Желательно подбирать пары из одной партии.

Для устранения насыщения TV1 необходимо использовать в нем магнитопровод с прямоугольной кривой намагничивания или вводить регулируемую компенсацию несимметии (например, введение R_Бдоп в базу одного из транзисторов).

Рассмотренные преобразователи находят применение при P25Вт и f_п=(20-50)кГц.

«Звон» – паразитные ударные

ВЧ колебания.

Применение в преобразователях ВЧ транзисторов обуславливает высокие скорости изменения тока коллектора I_К/t через соединительные провода, имеющие паразитные индуктивности и емкости. Это вызывает ВЧ колебания на фронтах выходного прямоугольного напряжения с частотой десятки МГц и амплитудой, достаточной для пробоя транзистора. Для защиты транзисторов вводят дополнительные элементы, демпфирующие паразитные колебания.

При применении демпфирующих цепочек остается один всплеск.

Демпфирующие цепочки:

а) последовательная RC цепочка между коллекторами VT1 и VT2. Такая цепочка шунтирует w1.

б) две последовательные RC цепочки между К и Б каждого транзистора. Эффект тот же.

Процессы коммутации.

Процессы коммутации в преобразователях с независимым возбуждением должны учитываться при проектировании ВЧ преобразователей (f_п=(10-20)кГц), в которых переходной процесс занимает значительную часть периода колебаний. В переходном процессе коммутации при формировании фронта выходного прямоугольного напряжения определяющей является реакция сглаживающего фильтра и выпрямителя. Поэтому рассмотрим осциллограммы для двух случаев: емкостного и индуктивного фильтров между В и R_н.

Для схемы 1 Для схемы 2

Пусть в исходном состоянии VT1открыт, а VT2 закрыт. Через VT1 протекает ток I_Кэнас. В момент t0 происходит смена полярности управляющего напряжения U_вх и переключение транзисторов. Однако в течение интервала времени t0-t1 транзистор VT1 еще продолжает находиться в открытом состоянии из-за рассасывания избыточного заряда в его базе и коллекторе.

В течение времени рассасывания t_расс напряжение U_П по-прежнему остается приложенным к первичной обмотке трансформатора w1, на выходе которого напряжение U2 сохраняет свою полярность. Диод VD1 открыт, обеспечивая ток I_н, VD2 закрыт. После окончания времени рассасывания I_к1 резко падает, U2 уменьшается, диод VD2 начинает закрываться и через него в обратном направлении проходит большой ток I_обр.m..

При смене полярности входного напряжения U_вх начинает открываться транзистор VT2. Однако при этом транзистор VT1 из-за своей инерционности еще не закрылся и пропускает ток. Это приводит к тому, что на фронте импульса коллекторного тока открывающегося транзистора VT2, как и на срезе импульса коллекторного тока закрывающегося транзистора VT1, появляются коммутационные выбросы. Амплитуды этих токов неодинаковы. После выхода VT1 из режима насыщения происходит смена полярности выходного напряжения U2.

При индуктивном фильтре отличие в том, что на этапе рассасывания заряда и восстановления обратного сопротивления оба диода В оказываются открытыми, т. к. ток I_огр через дроссель не может мгновенно изменять своего направления. Это приводит к тому, что преобразователь в течение части периода работает в режиме короткого замыкания и его выходное напряжение равно нулю (ступенька на U2(t)).

Спад тока в диодах преобразователя с индуктивным фильтром идет в 2 раза быстрее, чем при емкостном фильтре, а амплитуда выброса обратного тока существенно меньше.

Резкий спад обратного тока при запирании диода, протекающего через паразитные индуктивности и емкости, вызывает высокочастотные затухающие колебания на вершине импульса выходного напряжения. Это вызывает перенапряжение на диодах и создает помехи по цепям питания с частотой в десятки мегагерц. Поэтому в преобразователях постоянного напряжения следует отдавать предпочтение сглаживающим фильтрам, которые начинаются с емкости, а не индуктивности.

«Сквозные» токи.

Из рассмотрения переходных процессов коммутации видно, что на этапе переключения транзисторы преобразователя с независимым возбуждением оказываются открытыми одновременно и через них проходят «сквозные» токи. Такой режим является одинаково опасным как для двухтактных, так и для мостовых схем. Устранить «сквозные» токи можно только задержкой включения одного транзистора по отношению к другому. Для этого в цепи управления усилителя мощности вводится принудительная пауза, длительность которой больше времени рассасывания t_расс и t_р.д. или вводятся цепи задержки включения транзисторов.

В цепь базы введен линейный дроссель, зашунтированный диодом VD_Б. Выключение VT осуществляется от ЗГ через диод VD_Б, минуя дроссель. А при включении VT L_Б дает задержку. Способ прост, но малоэффективен, т. к. не учитывает изменения t_расс, t_р.д., I_н.

Для задержки введены дроссель L, VD1, VD2 и RC цепь. В момент переключения транзисторов коммутационный выброс тока создает на индуктивности L запирающее напряжение, которое через конденсатор С и диоды VD1, VD2 запирает сразу оба VT1,VT2. Индуктивность определяется по формуле L=U_Пt_р.д/I_К.m. Резистор R служит для разряда С.

Улучшение коммутации достигается за счет введения четырех диодов. VD1, VD3 защищают переход Э-Б от пробоя. VD2, VD4 не позволяют полностью открыться одному транзистору, пока не закроется второй.

Мостовые двухтактные

преобразователи.

Рассмотренные схемы с выводом средней точки трансформатора имеют более сложный трансформатор, большие потери в нем и, как следствие конструкции, - удвоенное напряжение питания, прикладываемое к закрытому транзистору. Поэтому такие двухтактные преобразователи применяются в устройствах ВИЭП с первичным питанием от низковольтных источников 12-27В.

Мостовые усилители применяются в преобразователях повышенной мощности – до нескольких сотен ватт и выше.

Полумостовая схема получится, если одну из половин схемы заменить на два конденсатора. Схема упрощается. Мостовые схемы требуют только одну первичную обмотку трансформатора, более полно используют свойства транзисторов, но требуется 4 транзистора, т. е. в 2 раза больше. При работе схемы в каждый момент времени (полупериод) включается по два транзистора: или VT1, VT3, или VT2, VT4; потери из-за U_Кэнас в 2 раза выше.

Такое попарное переключение транзисторов обеспечивается подачей напряжения возбуждения с обмоток w_Б1-w_Б4 трансформатора TV2. Начала обмоток указаны точкой. При таком переключении происходит смена полярности напряжения на первичной обмотке TV1 через каждые полпериода возбуждения.

Второй недостаток приведенной схемы – в более сложном входном трансформаторе.

Однако, несмотря на необходимость дополнительного внешнего задающего генератора и других усложняющих элементов, мостовая схема допускает осуществление независимой настройки задержек фронтов включения и выключения каждого транзистора, а значит, практически полное подавление «сквозных» коммутационных токов и уменьшение потерь на силовых транзисторах.

Данная схема позволяет легко реализовать ИСН с ШИМ путем введения паузы между импульсами и изменением длительности импульсов при постоянном периоде следования импульсов. Четыре блокирующих (защитных, закорачивающих) диода исключают какие-либо перенапряжения на транзисторах в паузах и обеспечивают возврат энергии ЭДС самоиндукции в источник U_п.

При настройке таких ИСН необходимо следить за отсутствием постоянной составляющей тока через w1, т. к. в этом случае теряются преимущества двухтактных схем. Изменяя соотношение t_и/T_п=, можно регулировать U_н. Вводя ОС и соответствующее РУ, формирующее t_и, синхроимпульсы, f_п, _зад, можно осуществить двухтактный ИСН.

Э нергетические характеристики преобразователей:

Общие потери преобразования составляют 16-20%, т. е. _п=84-80%. Распределяются потери примерно так (в % от Р_н):

Силовые транзисторы – 5-6%

Трансформаторы – 4-5%

Выпрямитель с фильтром – 4-5%

Схема управления – 3-4%

Р_VT=P_отс+Р_нас+Р_т.дин.=I_КБ0U_КЭm+I_КЭнасU_КЭнас+I_КmU_Кm_Tt_Пk_Д.

k_Д – коэффициент динамических потерь, 0.5.

Из диодов лучше всего использовать диоды Шоттки, либо диоды с пополнением заряда. Трансформатор лучше всего разрабатывать самостоятельно.

Инверторы.

Двухтактные преобразователи ввиду своих высоких энергетических показателей часто используются при получении от автономных источников питания переменного напряжения, максимально приближенного по форме к синусоидальному напряжению. Применяются они для питания трансформаторов, семисторов, датчиков угла поворота, электродвигателей и других электромагнитных устройств на частотах 50Гц, 400Гц и др.

В простейшей схеме двухтактного преобразователя без В и Ф на выходе имеем переменное прямоугольное напряжение. Как известно, в таком сигнале кроме основной гармоники, частота которой равна частоте преобразования, присутствуют также нечетные гармоники, т. е. составляющие с частотами в 3, 5, 7, 9, 11 и т. д. раз превышающими частоту основной гармоники. Амплитуда этих составляющих с увеличением размаха уменьшается. Большинство электромагнитных устройств спроектировано для работы с синусоидальным напряжением.

Если амплитуда первой гармоники U1 принять равной 1, то U20.3, U30.2, U40.15, U50.1.

Степень приближения формы кривой любого сигнала к синусоидальной принято оценивать значением коэффициента нелинейных искажений

,

U – действующее значение напряжения сигнала,

U1 – действующее значение основной гармоники синусоидального сигнала.

Для переменного напряжения прямоугольной формы К_н.и.=48.4%. Уменьшение содержания высших гармоник достигается:

- реализацией ступенчатой формы переменного напряжения,

- использованием реактивных сглаживающих фильтров.

Получение ступенчатой формы переменного напряжения осуществляется на практике путем скачкообразного изменения коэффициента трансформации инверторного трансформатора и путем введения паузы между импульсами двухтактного преобразователя.

При закрывании VT1 в t3 U_п через открывшийся диод VD1 и открытый VT1 вновь прикладывается ко всей левой первичной обмотке,а выходное напряжение скачком падает от U_пw2/w1 до U_пw2/(w1”+w2”).

От t4 до t5 закрыты все транзисторы и т. д.

Приведенная форма напряжения будет при активном R_н. При индуктивном z_н она будет искажаться.

Возможно выполнение инверторов из нескольких каскадов, работающих синхронно и параллельно. При суммировании можно получить и большее число ступеней.

При использовании силовых Г-образных LC фильтров на выходе инверторов со ступенчатой формой напряжения удается уменьшить К_н.и. до 1% как для активных, так и для индуктивных нагрузок. Для этого выбирают:

.

ВИЭП с бестрансформаторным входом.

Особенности входного выпрямителя и сглаживающего фильтра.

• Н аиболее часто встречающиеся схемы однофазных выпрямителей.

Общим для них является наличие резистора R_огр, который предназначен для ограничения заряда тока конденсатора сглаживающего фильтра С_о при подключении ВИЭП к питающей сети. Его величину определяют исходя из допустимого импульса тока через диоды:

.

r_c – выходное сопротивление питающей сети,

r_L – активное сопротивление обмотки дросселей фильтра защиты от индустриальных помех,

r_ПЭ – эквивалентное последовательное сопротивление электролитических конденсаторов фильтра сетевого выпрямителя,

r_п –внутреннее сопротивление диода на постоянном токе.

I_пр.И.П.=(7-10)I_пр.ном. – для мостового В.

I_пр.И.П.=(10-14)I_пр.ном. – для удвоителя напряжения.

Выпрямленное напряжение при максимальной нагрузке для схемы а) можно рассчитать по формуле

U_o1.35U_c.

Емкость С_о рекомендуется выбирать исходя из максимально допустимой амплитуды пульсаций на частоте следования импульсов напряжения на выходе выпрямителя.

.

Усилители мощности в ВИЭП

с бестрансформаторным входом.

Наиболее часто применяют одно- и двухтактные УМ. Среди однотактных УМ выделяют УМ с прямым и обратным включением диода.

а ) Однотактная схема с прямым включением диода и размагничивающей обмоткой W_р.

Применяются в однотактных ВИЭП до 70Вт с U_c=110-127В.

Обмотка w_р возвращает энергию, накопленную в сердечнике, в источник питания и спасает VT от перенапряжения, когда он закрыт.

Число витков размагничивающей обмотки w_р:

.

Максимальное значение коэффициента заполнения:

.

Амплитуда импульсов коллекторного тока:

.

Для получения в данной схеме _max0.9, при котором улучшается использование транзистора по I_К и повышается , в УМ необходимо применять VT с U_Кэmax, в несколько раз большим U0_max. Поэтому данная схема рекомендуется для сети 110-127В.

б ) Мостовой однотактный усилитель мощности с прямым включением диода.

Используется в одноканальных ВИЭП с U_c=220-380В, до 150Вт.

U_к1, U_к2 и U1 в обоих режимах не превышают U_c. Поэтому _max в этой схеме не должен превышать 0.5. VT1 и VT2 включаются и выключаются одновременно, причем разброс их времени включения и выключения не сказывается на работе усилителя. Схема управления мостовым однотактным УМ должна иметь на выходе транзистор, т. к.

.

в) Однотактный УМ с обратным включением диода.

Используется в многоканальных ВИЭП до 100Вт.

При включении VT1 TV1 накапливает энергию, а при выключенном VT1 энергия TV1 через VD1 поступает в нагрузку. При изменении U_c нестабильность U_н во всех каналах одинакова.

.

.

Форма коллекторного тока в отличие от схемы а) треугольная. Поэтому при одинаковых P_н,  и _п I’_К.и. для схемы б) в два раза больше, чем для схемы а).

г) Улучшенный однотактный мостовой УМ.

Применяется до 150Вт в однотактных ВИЭП с U_c=220-380В.

Схема обладает преимуществами однотактных УМ с прямым включением диодов и двухтактных усилителей.  для фильтра здесь близок к 1, что позволяет уменьшить габариты фильтра. Трансформатор в схеме г) имеет лучший коэффициент использования магнитопровода, чем в б).

.

_max 0.5.

д) Сдвоенный однотактный УМ с прямым включением диода.

Применяется до 200Вт в одноканальных ВИЭП с U_с=220-380В.

При сдвиге управляющих сигналов на T/2 _max фильтра близок к 1, как у двухтактных УМ. Масса двух TV и двухтактных УМ на 30-40% меньше.

е) Двухтактный полумостовой УМ.

Применяется до 500Вт в одноканальных ВИЭП с U_c до 300В.

Обмотки w3, w4 и диоды VD1, VD2 служат для устранения режима сквозных токов.

Основными преимуществами схемы являются:

• отсутствие насыщения сердечника трансформатора из-за разбросов по длительности и амплитуде импульсов разной полярности,

• простой и надежный способ исключения сквозных токов за счет дополнительного управления транзисторами в зависимости от мгновенного значения и знака напряжения на обмотках трансформатора (w3, w4, VD1, VD2),

• минимальные габариты и масса трансформатора.

VT1 и VT2 открываются поочередно, вследствие чего на w1 действует переменное напряжение U0/2. При симметричной работе схемы U(A)=U0/2.

Максимальное напряжение на коллекторах VT равно U0.

.

С1, С2 должны быть пленочные или бумажные, допускающие работу на частоте f_п со значительной амплитудой пульсаций.

.

Электрические конденсаторы не могут работать при большой амплитуде пульсаций. С целью уменьшения на конденсаторе С0 на выходе сетевого выпрямителя включают дроссель L1. L1 значительно уменьшает U_помех в сети.

ж) Двухтактный мостовой УМ.

Применяется в одноканальных ВИЭП с U_c до 380В; более 500Вт.

U_w1 в мостовом УМ в два раза больше, чем у полумостового. Поэтому при использовании транзисторов одинакового типа МУМ обеспечивает в два раза большую мощность, чем ПМУМ.

Сквозные токи в МУМ устраняются только введением фиксированной паузы в управляющем напряжении. _паузы д. б. > запирания VT. Имеется проблема насыщения TV из-за несимметрии полуволн U на обмотках TV. Для исключения этого последовательно с w1 вводят С_огр0.36I_К.и.’/f_п (бумажный или пленочный).

При подключении МУМ к электрическим конденсаторам сетевого выпрямителя амплитуда пульсаций превышает допустимую. Поэтому Включают L1C1 фильтр с бумажным С1.

С10.1I_К.и.’/f_п .

.

r_п.э. – последовательное сопротивление электролитического конденсатора.

з) Последовательно включенные по входу полумостовые двухтактные УМ.

Применяется до 500Вт в одноканальных ВИЭП с запасом по U_c (380В).

Особенность – два TV, объединенные через диоды по выходу.

В этой схеме автоматическое выравнивание напряжений на каждом усилителе обеспечивается за счет протекания тока только в том ПМУМ, который в данный момент находится под большим напряжением питания. Это обусловлено большей амплитудой напряжения на его w2 и протеканием тока нагрузки только через диоды данной w2. При этом происходит разряд конденсаторов ПМУМ, которые находятся под большим U_п и заряд конденсаторов ПМУМ, которые находятся под меньшим U_п. Такой процесс протекает до выравнивания U_п на обоих усилителях. В процессе выравнивания U_п I_к1 транзистора с большим U_п может в два раза превышать I_к при равных U_п. Такое явление может возникнуть из-за разбросов времен включения транзисторов УМ, что приводит к протеканию суммарного тока первичных обмоток TV через оставшийся еще выключенным VT УМ. Это недостаток схемы.

В схеме не требуется включение дополнительных дросселей последовательно с w1 и рекуперативных диодов. Это преимущество схемы. Применяется она наиболее часто.

Особенности работы выходных трансформаторов ВИЭП

с БТВ.

Рекомендуется применять феррит НМ2000. На f_п=10-60кГц они обладают малыми потерями и достаточно высокой . Наиболее часто используются Ш-образные и кольцевые магнитопроводы. Кольцевые обеспечивают малую L_s, Ш-образные – для крупносерийного производства.

Для TV ПМУМ и МУМ В_М0.2T.

Для однотактных УМ с прямым включением VD В_М0.15T. с f_п=10-60кГц

Для УМ с обратным включением VD с f_п=10-60кГц и УМ смешанного типа лучшими являются магнитопроводы из прессованного пермалоя МП-140, МП-250, имеющие малые потери.

Для УМ с обратным включением VD:

.

Для расчетов _и м. б. принято равным 0.6.

Максимальное приращение индукции и число витков w1 связаны соотношением

B=10⁴U0_mint_и.max/S_cw1.

Коэффициент трансформации TV для однотактного УМ с прямым включением VD и мостового УМ:

.

Для ПМУМ данное n необходимо удваивать.

Для однотактного УМ с обратным включением VD:

.

Дроссели выходных сглаживающих фильтров или дроссели Д13, работающие на f до 100кГц, изготавливаются также из МП-140, МП-250.

Режимы работы силовых

транзисторов ВИЭП с БТВ.

Необходимо обеспечить запасы по P_VT U_КЭ I_Кm.

Включение транзистора.

Уменьшение P_{рассеив} при включении VT достигается за счет введения форсирующих цепей, которые обеспечивают подачу на время включения VT входного базового тока с крутым фронтом, превышающего по амплитуде его установившееся значение в 1.7-2.2 раза.

П отери P в VT увеличатся, если _ф⁺(I_к)/^вых_{восс.обр.сопр.VD}>2. В этом случае возникает КЗ w2 и I_к увеличивается в 1.3-3 раза, а рабочая точка транзистора может выйти за пределы ОБР. Для устранения этого явления необходимо в выпрямитеях применять быстродействующие диоды (Шоттки, с тонкой базой диода) или включать последовательно с w1 дроссель с индуктивностью

LU0_maxt_{восст.обр.}/I’_К.и..

Выключение транзистора.

Снижение P_VT при выключении обеспечивается за счет удержания U_К малым на время спада I_К. Для этого параллельно транзистору включают конденсатор или диод (схема а)). При включении VT U_cU_КЭнас. Скорость нарастания U_c выбирается меньше скорости спада I_К. С0.5I’_К.и.t_сп.max/U0_min;

R1t_и.min/2.2C. Недостатки схемы в):

• дополнительные потери мощности на R1;

• увеличивается  размагничивания TV в однотактных УМ с прямым включением диода;

• увеличивается I_К при открывании VT за счет I_c.

Сдвиг между фронтами U_КЭ и I_К во времени при включении VT (схема в)) обеспечивается также за счет введения w2, VD2, VD3, R2. При открытом VT через диод VD2 протекает ток I_прU_w2/R20.1I_Кнас. U_w2>>U_Кэнас. При выключении VT U_К увеличивается и из-за этого через VD2, w2,VD3 начинает протекать I=I_w2-I_К.VT.

В течение t_{восс.обр} VD2 U_К.VTU_w2+U_VD3. Если t_{восс.обр} VD2  или > времени спада t_cп тока, то на Vt выделится незначительная мощность, а его рабочая точка не выйдет из ОБР. Это способ снижения потерь мощности на транзисторе при выключении. Выбор VD2 необходимо производить с учетом параметров и режима работы транзистора, t_{восс.обр}(1.2-1.5)t_сп, а U_обр.maxU_КЭи.

Выбор частоты преобразования f_п, кГц производится с учетом времени спада (t_сп) I_К по следующим эмпирическим формулам:

Для 2^хТ УМ .

Для 1Т УМ .

Двухтактные импульсные преобразователи с самовозбуждением.

В отличие от однотактных преобразователей, двухтактные преобразователи позволяют получить большую мощность на тех же ключевых элементах, получить несколько больший КПД, однако они более сложны схемотехнически, более дорогостоящие за счет использования большего числа ключей и более сложной схемы управления.

Двухтактные преобразователи используют два или четыре ключевых элемента, включаемых в различные моменты времени.

Двухтактные импульсные преобразователи делятся на схемы с самовозбуждением и на схемы с независимым возбуждением.

Схемы с самовозбуждением, в свою очередь, делятся на преобразователи с насыщающимся трансформатором и питания и с переключающимся трансформатором.

Схемы с независимым возбуждением делятся на двухтактные усилители, мостовые и полумостовые усилители.