2.2 Порядок розрахунку підсилювача потужності на біполярному транзисторі [4, 5, 9]

Задані корисна потужність P₁ і робоча частота. Вибираємо транзистор і починаємо з енергетичного розрахунку колекторного ланцюга. Вибираємо кут відсічення колекторного струму θ, по таблицях знаходимо значення коефіцієнтів Берга α₀(θ) і α₁(θ). Напругу колекторного живлення приймаємо рівним номінальному для даного транзистора: Е_к = Е_{к ном}.

Енергетичний розрахунок колекторного ланцюга

1. Визначаєм коефіцієнт використання колекторного струму:

.

2. Амплітуда змінної напруги на колекторі:

U_{т к} = ξ_грЕ_к.

3. Амплітуда першої гармоніки колекторного струму:

.

4. Постійна складова колекторного струму:

.

5. Споживана потужність:

Р₀ = Е_кІ_к0.

6. Потужність, що розсіюється на колекторі:

Р_к = Р₀ – Р₁.

7. Електронний ККД:

.

8. Номінальний опір колекторного навантаження:

.

Енергетичний розрахунок вхідного ланцюга для схеми із загальним емітером.

Передбачається, що між базовим і емітерним кінцям по РЧ включений додатковий резистор

.

1. Амплітуда струму бази

,

де к = 1+2πC_кR_кƒ_Тγ₁(θ) - коефіцієнт, що враховує вплив прохідної ємкості транзистора на коефіцієнт посилення по струму в схемі із загальним емітером; γ₁(θ) = α₁(θ)(1 - cosθ).

2. Максимальна зворотна напруга на емітерному переході

.

3. Постійні складові базового і емітерного струмів:

, .

4. Напруга зсуву на емітерному переході:

.

5. Значення R_вхОЕ, r_вхОЕ, L_вхОЕ, С_вхОЕ в еквівалентній схемі вхідного опору транзистора на мал. 2.5:

; ;

;

.

Мал. 2.5 – Еквівалентна схема вхідного опору БТ

6. Резистивна і реактивна складові вхідного опору транзистора:

;

.

Залежності цих опорів від частоти приведені на мал. 2.6, а для окремого випадку при ƒ_Т = 4·10⁹ Гц, С_к = 20 пФ, R_к = 10 Ом, r'_б = 0,5 Ом, r'_е = 1 Ом, L_б=1 нГн, L_е = 0,1 нГн, β₀ = 40, θ = 90°, R_доп = 10 Oм.

Мал. 2.6 – Вхідний опір (а) і коефіцієнт підсилення по потужності (б) в схемі з спільним емітером

7. Вхідна потужність (потужність збудження):

.

8. Коефіцієнт посилення транзистора по потужності:

.

Залежність коефіцієнта посилення по потужності від частоти приведена на мал. 2.6, б.

Розрахунок вхідного ланцюга для схеми із загальною базою (ЗБ)

1. Амплітуда струму емітера:

,

де ƒ_α = (1,2...1,6)ƒ_Т - гранична частота по струму в схемі ЗБ, - коефіцієнт посилення по струму в схемі з загальною базою на низькій частоті.

2. Максимальна зворотна напруга на емітерному переході:

.

3. Постійні складові базового і емітерного струмів:

, .

4. Напруга зсуву на емітерному переході:

.

5. Значення L_вхОБ, r_вхОБ, R_вхОБ, С_вхОБ в еквівалентній схемі вхідного опору транзистора (мал. 2.5):

L_вхОБ = L_е = кL_б,

,

,

.

6. Резистивна і реактивна складові вхідного опору транзистора:

,

.

7. Потужність збудження:

.

8. Коефіцієнт посилення по потужності:

.

2.3 Розрахунок елементів ланцюгів живлення і зсуву

Схема подачі живлення Е_к і зсув Е_б на транзистор через контурну індуктивність, яка в цьому випадку виявляється включеною по постійному струму послідовно з транзистором, називається схемою послідовного живлення (див., наприклад, ланцюг колектора на мал. 1.1). На відміну від цього схему мал. 2.7, в якій живлення здійснюється через дросель, прийнято називати схемою паралельного живлення. При ЦС у вигляді паралельних контурів схема послідовного живлення простіша. При ЦС інших типів (наприклад - П-образной) цього спрощення може і не бути, тобто необхідно використовувати схему паралельного живлення. Необхідність включення дроселів викликана тим, що у активного елементу по змінній напрузі може бути заземлений тільки один з електродів, в даному випадку емітер. Безпосереднє підключення джерела живлення Е_к до колектора означало б коротке замикання ділянки колектор-емітер по змінному струму. Аналогічно і з вхідним ланцюгом - безпосереднє підключення джерела зсуву Е_б до бази транзистора означало б коротке замикання джерела збудження на землю, тобто рівність нулю амплітуди напруги збудження на вході АЕ. Дроселі Д_р1 і Д_р2 мають практично нульовий опір для постійного струму і є в ідеалі розрив для струмів високої частоти.

Мал. 2.7 – Підсилювач потужності з паралельним живленням

У ідеальному випадку при нескінченних опорах дроселів Д_р1 і Д_р2 конденсатори С_бл1 і С_бл2, звані блокувальними, були б не потрібні. Проте оскільки реальні дроселі мають кінцевий опір для змінного струму, частина змінного струму колектора і бази відгалужується в них, а за відсутності блокувальних конденсаторів – і в джерела живлення Е_к і Е_б. Реальні джерела живлення можуть мати помітний опір змінному струму. Оскільки від загального джерела часто харчуються і інші каскади, з’являється небезпека виникнення паразитних зв’язків по змінному струму між каскадами, що може привести до самозбудження всього підсилювального тракту. Включення блокувальних конденсаторів С_бл1 і С_бл2 достатньо великої ємкості дозволяє створити шлях змінному струму в обхід джерел Е_к і Е_б і усунути таким чином небажані зв’язки між каскадами.

Індуктивність блокувального дроселя Д_р1 в базовому ланцюзі:

,

де |Z_вх| - модуль вхідного опору транзистора, ω - робоча частота.

Індуктивність блокувального дроселя Д_р2 в ланцюзі колектора:

,

де R_к - еквівалентний опір колекторного навантаження.

До ланцюгів живлення відносяться також і конденсатори С_р1 і С_р2. Їх включають для запобігання можливому короткому замиканню джерел Е_к і Е_б через елементи ланцюгів узгодження. Ємкості розділових конденсаторів С_р1 і С_р2 вибираються достатньо великими, щоб падіння змінної напруги на них було мале порівнянню з U_тб і U_тк (приблизно на два порядки менше).

Ємкість розділового конденсатора С_р1 в ланцюзі бази:

.

Ємкість розділового конденсатора С_р2 в ланцюзі колектора:

.

Заодно відзначимо, що контурні конденсатори в схемі на мал. 2.7 - змінній ємкості; зміною С_к2 досягають оптимального зв’язку з навантаженням, С_к1 використовується для настройки контура в резонанс. При цьому правильність настройки можна контролювати за свідченнями амперметра, включеного в колекторному ланцюзі транзистора.

На практиці напруга джерела зсуву може відрізнятися від потрібного для даного каскаду. У багатокаскадній схемі напруги зсуву в різних каскадах різні, їх формують від одного джерела за допомогою резистивних дільників напруги.

Мал.2.8 – Коло зміщення в малопотужному каскаді

У малопотужних каскадах необхідну напругу зсуву можна сформувати дільником від джерела колекторного живлення (мал. 2.8). В цій схемі опір R_е забезпечує стабілізацію режиму транзистора по постійному струму і вибирається з умови: R_е = (3...5)/S, або вибирають напругу на емітері Е_е= 2...3 В і визначають

Ємкість блокувального конденсатора в ланцюзі емітера:

.

Вибираємо струм дільника І_дел = (3...5)/І_б0 і розраховуємо опори резисторів базового дільника:

,

.

У могутніх каскадах через велику величину струму дільника на резисторах R₁ і R₂ розсіюється більша потужність, тому цього дільника краще підключити до окремого джерела зсуву напругою 3...5 В. Опір в ланцюзі емітера R_е в могутніх каскадах не використовують також у наслідок великої розсіюваної потужності.

Ланцюг зсуву в могутніх каскадах (мал. 2.9). Для підтримки кута відсічення θ = 90° при зміні напруги збудження на базу подається комбінований зсув. Фіксований (привідкритий) зсув забезпечує рівність θ=90° при малих амплітудах вхідних сигналів:

.

Мал. 2.9 – Схема підсилення з комбінованим зміщенням і опором R_дод

Автоматичний зсув, що підзамикає транзистор за рахунок падіння напруги на опорах Rl, R2, R3, підтримує рівність θ = 90° при великих сигналах, коли постійна складова базового струму І_б0 достатньо велика:

.

Ці заходи дозволяють поліпшити лінійність амплітудної характеристики транзисторних підсилювачів, що працюють в області низьких і середніх частот (ω<ω_T / β₀) [2, стор. 380].