4.12. Прямоугольный волновод Рис. Кр в волноводе (рис. 4.12) могут существовать волны е и н. Критическая длина волны для волн е и н определяется со­отношением

(4.38)

Для волн Е: т= 1, 2, 3, = 1, 2, 3 ...

Для волн Н: т = 0, 1, 2, 3, ...; п= О, 1, 2, 3 ...

Для волны Н значения т = 0 и л = О совместно невозможны. Ин­дексы тип указывают число Стоя­чих полуволн вдоль сторон а и Ь соответственно. Для слу­чая, когда размер Ь>а, наибольшее Х_кр получается для вол­ны Н01 (т = 0; л= 1), которая является поэтому основной вол­ной прямоугольного волновода.

(4.36)

Основная (НоО волна прямоугольного волновода. Струк­тура электромагнитного поля волны для случая согласования дана на рис. 4.13. Для этой волны Х_Кр = 2Ь.

Электрическая прочность волновода, работающего на волне Ноь определяется выражением

л =

пред 480тс

пред '

(4-39)

Для воздуха ^пред=30 кв/см. Обычно

(4.40)

преа*

V 3 • 5 / ¹

Чтобы исключить возможность появления волн высших типов, рабочая волна выбирается из условия

1,8*>Х>{₂* • (4.41)

Волновое сопротивление по напряжению:

240*4- Ь

31

2 Р„

(4.42)

Ро =

Рис. 4.13. Структура поля в прямоугольном вол­новоде, работающем на основной волне Н₀1

Основные данные прямоугольных волноводов приведены в табл. 4.2.

Таблица 4.2

Прямоугольные волноводы

Внутренние раз меры, мм

Полоса пропу­скания, см

Толщина сте­нок, мм

Рабочая мощность, Мет

Максималь­ное затухание, дб

146X292 98X196 65X130 45X90 34X72 24X43 15X35 ЮХ23

3,18 3,18 2,03 2,03 2,03 1,63 1,63 1,27

0,003 0,005 0,012 0,017 0,024 0,044 0,072 0,127

45,5 18,9

3. 3,9

4. 1,04 0,54 0,23

33—46,8 20,5—31,2 13,63—20,7 9,1-13,83 7,6—11,35 5,01— 7,62 3,67— 5,58 2,5— 3,66

4.8. КРУГЛЫЕ ВОЛНОВОДЫ

В круглых волноводах могут существовать Е и Н волны. Критическая длина волн

= И.43)

где а — радиус волновода; _1]_№цп — Д^{ля волн} Е; тп — Для волн Н; У_тп — ^П"й корень функции Бесселя первого рода т-го порядка;

У'_тп — п-н корень производной функции Бесселя перво­го рода т-го порядка. Возможны значения: т = 0, 1, 2, 3...; /? = 1, 2, 3... Индекс т указывает периодичность поля волны (число «стоячих волн» по периметру окружности волновода). Слу­чай т = О соответствует волне с осевой симметрией.

Индекс п указывает на число независимых коаксиальных областей, в каждой из которых энергия течет как в обособ­ленном волноводе, не затекая в соседнюю область.

Основной волной круглого волновода является волна Нц (рис. 4.14). Для этой волны

Ц> = ³>⁴¹ (⁴-⁴⁴)

Волна Нц используется в устройствах, где необходимо осуществлять поворот плоскости поляризации, а также в раз­личных волноводных переходах.

Наряду с волной Н_п используется симметричная волна типа Но1 (рис. 4.15). Эта волна обладает малым затуханием,

Рис. 4.14. Волна Нц в круглом вод- Рис. 4Д5. Волнэ Н₀| в круглом доводе волноводе

убывающим с ростом частоты, что позволяет использовать ее в волиоводных линиях дальней передачи.

Симметричная Е₀1 волна (рис. 4.16) используется во вра­щающихся сочленениях (рис. 4.17). этих сочленениях кон­такт наружных стенок осуществляется за счет четвертьвол-

новоде

Рис. 4.17. Волноводное вращающееся сочленение

нового коаксиального отрезка 4, который обеспечивает элек­трический контакт в месте вращения. Четвертьволновый за­пирающий стакан 6 устраняет излучение СВЧ энергии. Коль­ца 3 служат для подавления волны Ни, которая может воз­никнуть в сочленении, так как Х_Крн_и > Х_крЕв1.

Волны Ни и Е(и используются также в предельных атте­нюаторах (рис. 4.18). Размер волновода предельного атте­нюатора выбирается так, чтобы длина волны генератора удо­влетворяла условию Х>Х_кр. При таком выборе волны коэф­фициент распространения т=(3 и имеет вещественный харак­тер, поэтому СВЧ колебания затухают вдоль волновода.

Вход

^мин

выход

'мин

Выход

Рио. 4.18. Аттенюаторы Е и Н типов

Обычно размеры поперечного сечения аттенюатора выби­раются малыми и волна генератора оказывается много боль­ше критической: Х^>Х_кр. В этом случае коэффициент зату­хания может быть рассчитан по приближенной формуле

2*

и

кр

(4.45)

Величина затухания для типовых аттенюаторов колеб­лется в пределах 0= (1 или р= (10-г 30)_;^

см

4.9. НАПРАВЛЕННЫЕ ОТВЕТВИТЕЛИ

Направленные ответвители служат для передачи части электромагнитной энергии из одного волновода в другой. Вследствие направленных свойств падающая и отраженная волны основного волновода вызывают в свою очередь во вспомогательном волноводе бегущие волны различных на­правлений. Если в основном волноводе существует волна одного направления, то при идеальной направленности во вспомогательном волноводе появится волна только одного направления. В реальных ответвителях при этом появится небольшая по амплитуде волна нежелательного направления. Отношение мощности волн, распространяющихся во вспомо*

гательном волноводе в желательном и нежелательном на­правлениях, характеризует направленность ответвителя:

0 [<**] = 101$-^. (4.46)

'всп

Для идеального ответвителя Я~_п = 0 и й = оо. Обычно вели­чина 0 = 20 + 40 дб.

Связь между основным и вспомогательным волноводами характеризуют переходным ослаблением

С [<**] = (4.47)

Величина С может принимать значения от С=0 (полная передача энергии из основного волновода во вспомогатель­ный) до С = 50н-70 дб, когда передается во вспомогательный волновод (10~⁵ч- Ю^-7) часть основной мощности.

Если в одно плечо вспомогательного волновода направ­ленного ответвителя включить поглощающую согласованную нагрузку, а в другое плечо — индикатор, то такое устройство будет реагировать толь­ко на одну, например, падающую волну. Если развернуть этот же на­правленный ответвитель так, чтобы выходной фла­нец оказался подключен­ным к генератору, полу­чим устройство, реаги­рующее только на одну отраженную волну.

Различают следующие разновидности ответвите- лей.

Ответе ител и с четвертьволновым разносом элементов связи. Простейший ответвитель подобного типа — двухды- рочный с отверстиями связи в узкой стенке прямоугольного волновода, работающего на основной волне (рис. 4.19). В нем направленность достигается за счет того, что волны, прошедшие через отверстия, в нужном направлении склады­ваются в фазе, а для обратного (нежелательного) направ­ления за счет разности электрических путей =

оказываются противофазными и взаимно компенсируются.

Для уменьшения переходного ослабления и увеличения направленности в диапазоне частот применяют ответвители

У////////////////////Л

Ладающ. волна

^777777777777777777777

Рис. 4.19. Направленный ответвитель с четвертьволновым разносом отвер­стий связи

с несколькими разнесенными на -у- отверстиями. Такой от-

ветвитель можно рассматривать как каскад из нескольких двухдырочных ответвителей.

Иногда вместо круглых отверстий применяют четверть­волновые шлейфы, связывающие широкие стенки (рис. 4.20).

Ответвители со смешанной электромагнитной связью. Примером такого ответвителя являются ответвители с круг­лым и крестообразным отверстиями в широкой стенке пря­моугольного волновода' (рис. 4.21,а и б). Направленность в этих ответвителях достигается за счет направленных свойств самого элемента связи. В частности, в ответвителе

рис. 4.21, а направленные свойства круглого отверстия опре­деляются тем, что в отверстии возбуждаются одновременно симметричная Е и несимметричная Н волны круглого волно­вода. За счет взаимодействия этих волн результирующая ха­рактеристика излучения отверстия во вспомогательном волно­воде обладает направленными свойствами.

В ответвителе рис. 4.21,6 направленность крестообразно­го отверстия определяется тем, что щели креста возбуж­даются с временными и пространственным сдвигами 90° и результирующая характеристика излучения из основного волновода во вспомогательный также оказывается направ­ленной.

Ответвители с распределенной связью. Конструктивно та­кой ответвитель выполняют в виде двух волноводов, соединен­ных через длинную щель в общей стенке, или в виде двух ленточных линий, расположенных достаточно близко одна к другой. Каждый участок щели (линии) можно рассматри­вать как элементарный возбудитель. Если в основном волно­воде распространяется бегущая волна, то фазы элементар­ных возбудителей изменяются вдоль волновода по закону изменения фазы данной линии. За счет действия этих возбу­дителей во вспомогательном волноводе также возбуждается бегущая волна определенного направления.

1

	гГг'	1

Рис. 4.21. Направленный ответвитель со смешан­ной связью:

а — с круглым отверстием связи; б — с крестообразным отверстием связи

Изменение направления распространения волны в основ­ном волноводе вызывает изменение направления волны во вспомогательном волноводе. Следовательно, такая система является направленным ответвителем.

4.10. ВОЛНОВОДНЫЕ МОСТЫ

Волноводные мосты используются для развязки генерато­ров, имеющих разные частоты и работающих на общую на­грузку, для измерения рассогласований, а также в качестве элементов антенных коммутаторов и балансных смесителей. Наиболее часто применяются Т-мост и щелевой мост.

Т-мост (рис. 4.22, а) представляет комбинацию из двух волноводных тройников. Если к плечам 3 и 4 моста подклю­чить согласованные нагрузки и питать его со стороны плеча 2, то из-за симметрии моста энергия в плечо 1 проникать не будет. При питании со стороны плеча / энергия пойдет к плечам 3 и 4 и не пойдет в плечо 2. Таким образом, при симметричных нагрузках плеч 3 и 4 плечи 1 и 2 оказываются развязанными.

а

Рис. 4.22. Волноводные мосты: о — волноводный Т-мост; б — щелевой мост

1-1

В*2Ь

Если питать мост через ^лечо 2, то рассогласование в од­ном из плеч 3 или 4 вызывает появление СВЧ энергии в пле­че /. Это явление позволяет использовать мост в качестве индикатора рассогласования. Недостаток Т-моста — необхо­димость применения дополнительного согласующего устрой­ства и жесткие требования к точности изготовления.

Щглевой мост. Наиболее распространена конструкция в виде двух волноводов, имеющих общую узкую стенку, часть которой вырезана (рис. 4.22, б). В центральной части стоит емкостный штырь, компенсирующий отраженные волны, воз­никающие в месте сочленения узкого и расширенного уча­стков.

Щелевой мост можно рассматривать как направленный ответвитель с распределенной связью и переходным ослабле­нием С=3 дб. Если питать мост со стороны плеча /ив пле­чи 3 и 4 включить согласованные нагрузки, то в плечо 2 энергия не пойдет.

Длина щели /_щ моста выбирается из условия

В этом случае мощность, поступающая в плечо /, делится поровну между плечами 3 и 4. При этом фазы колебаний в плечах будут отличаться на 90°. В плечо 2 сигнал не прохо­дит. Если одна из нагрузок в плече 3 или 4 окажется несо­гласованной, то появляется отраженная волна, часть которой пойдет в плечо 2. Таким образом, по выполняемым функциям щелевой мост аналогичен Т-мосту. Достоинством щелевого моста являются простота конструкции и хорошая диапазон- ность.

4.11. ПОЛОСКОВЫЕ ЛИНИИ

Полосковые линии применяются обычно в схемах СВЧ приемников и выполняются методами печатного монтажа. Достоинство этих линий — хорошая технологичность и малые габариты. Они легко сочленяются с коаксиальными и волно- водными линиями. Недостаток — малая электрическая проч­ность и довольно большие потери.

а

Рис. 4.23. Полосковые линии:

а — несимметричная иол основа я линия; б — симметричная полосковая линия

Применяются несимметричные (рис. 4.23, а) и симметрич­ные (рис. 4.23,6) полосковые линии.

Волновое сопротивление несимметричной линии

Ь

г -г

Для симметричной линии

^15,12 (4.50)

1 О . ⁷¹ Ь

Используя полосковые линии, можно конструировать на­правленные ответвители, мосты, фильтры, аттенюаторы и прочие устройства. Принципы их построения те же, что и у волноводных устройств. Основное применение полосковые линии находят в приемных трактах РЛС и малогабаритной СВЧ аппаратуре.

4.12. необратимые элементы линии передачи

В настоящее время в линиях передачи получили развитие устройства, в которых в качестве диэлектрика используются анизотропные материалы, свойства которых различны для волн различных направлений.

Наиболее часто в качестве анизотропного материала ис­пользуется намагниченный феррит.

Феррит—магнитодиэлектрик с кристаллической структу­рой, напоминающий по внешнему виду керамику. Анизотро­пия намагниченного феррита проявляется в том, что волны с различным направлением вращения плоскости поляризации распространяются в феррите с различными фазовыми скоро­стями и по-разному поглощаются. В частности, если подмаг- ничивающее поле выбрать в соответствии с соотношением

28,6/(^1, (4.51)

где / — частота колебаний волны, то в этом случае для волны одного из направлений имеет место интенсивное по­глощение, обусловленное ферромагнитным резонансом в фер­рите.

Изменяя подмагничивающее поле, можно менять соотно­шения параметров распространения для волн прямого и об­ратного направлений.

В линиях передачи, заполненных ферритом, наиболее ча­сто используются следующие эффекты:

• невзаимный (т. е. разный для прямых и обратных волн) поворот плоскости поляризации;

• невзаимное фазовое запаздывание,

• невзаимное поглощение.

Невзаимный вращатель

Устройства, обеспечивающие невзаимный поворот плоско­сти поляризации, называются невзаимными вращателями. Наибольшее распространение имеют вращатели, основанные на использовании эффекта Фарадея (рис. 4.24, а). Враща­тель этого типа представляет собой отрезок круглого волно­вода, работающего на волне Ни, в центре которого разме­щен продольно-намагниченный ферритовый стержень.

Феррит

Рис. 4.24. Ферритовые иолуоводные элементы:

а — невзанмный вращатель; б — невэанмный фазосдвигатсль (при Н < Но)

Изменение наклона плоскости поляризации осущест­вляется изменением подмагничивающего тока в катушке.

Невзаимный фазосдвигатель и поглотитель

Устройство, обеспечивающее невзаимное фазовое запаз­дывание волн, называют невзаимным (однонаправленным) фазосдвигателем или неьзаимным фазовращателем.

145

Наиболее удобны фазовращатели в виде отрезка прямо­угольного волновода с поперечно-намагниченной ферритовой пластиной (рис. 4.24,6). Разница фазовых запаздываний для волн противоположного направления определяется величиной подмагничивающего поля, при этом напряженность Н маг­нитного поля берется много меньше резонансной (Я < //₀), чтобы поглощение было примерно одинаковым и малым для волн как прямого, так и обратного направления.

6-93

Устройства, по-разному поглощающие прямые и обратные волны, называются невзаимными ослабителями (изолятора­ми отраженной волны).

Простейший ослабитель можно получить, если в рассмот­ренном выше устройстве (рис. 4.24,6) в виде отрезка прямо­угольного волновода с поперечно-намагниченным ферритом увеличить значение подмагничивающего поля до величины Н^Но, что будет соответствовать условию ферромагнитного резонанса и интенсивного поглощения для одной из волн (например, отраженной). При этом прямая волна будет про­ходить с малым ослаблением.

Циркулятор

Циркулятор — волноводное устройство, в котором вслед­ствие использования необратимых элементов волна, подво­димая к одному из плеч, распространяется внутри циркуля- тора по иному пути, чем распространялась волна, выходя­щая из этого плеча. Циркулятор с четырьмя питающими плечами схематически изображен на рис. 4.25, а.

НФ-2 6

Рис. 4.25. Циркулятор:

а — схема действия циркулятора; б — циркулятор, в котором исполь­зуется эффект иевзаимиого фазового сдвига

Если питать его со стороны плеча /, то сигнал поступает в плечо 2. В то же время при питании циркулятора со сто­роны плеча 2 сигнал поступит уже не в плечо /, а в плечо 3 (или 4) и т. д. Таким образом, прохождение сигнала в цир- куляторе определяется схемой 1—2—3—4—1...

Циркулятор можно использовать в качестве антенного переключателя, если передатчик подключить к плечу /, ан­тенну— к плечу 2, приемник —к плечу 5, а к плечу 4 под­ключить поглощающую согласованную нагрузку.

Циркулятор можно использовать в качестве однонаправ­ленного поглотителя—согласующего устройства, если, как и ранее, генератор и нагрузку подключить к плечам 1 и 2, а в плечи 3 и 4 включить согласованные нагрузки. В таком устройстве отраженная волна из плеча 2 поступает в плечо 3, а затем в плечо 4, где полностью поглощается. Таким обра­зом, в плече 1 существует только падающая волна и генера­тор, питающий нагрузку через циркулятор, всегда работает на согласованную нагрузку.

Наибольшее распространение получили циркуляторы, в которых используется эффект невзаимного фазового сдвига (рис. 4.25,6). Основными частями циркулятора являются щелевые мосты / и //, необратимые фазовращатели НФ-1 и НФ-2 на Дсрн = —90° и обратимый фазовращатель на'Афо = = —90°.

Рассмотрим прохождение сигнала, поступающего в пле­чо /. После щелевого моста / мощность сигнала разделится пополам, причем в силу свойств моста в нижней части сигнау! будет опережать по фазе на 90° сигнал в верхней части. Рас­положенные в верхней части необратимый и обратимый фазо­вращатели внесут в свою очередь дополнительный сдвиг 180°, в то время как необратимый нижний фазовращатель не даст фазового сдвига, так как феррит в нем расположен антисим­метрично по отношению к ферриту верхнего фазовращателя. «Верхний» и «нижний» сигналы на входе моста II будут, та­ким образом, иметь сдвиг 270°, за счет чего сигналы, посту­пающие в плечо 4, скомпенсируются и вся энергия пойдет в плечо 2.

Если питать циркулятор через плечо 2, то сигнал после прохождения моста II разделится поровну, причем и «верх­ний» и «нижний» сигналы получат одинаковые дополнитель­ные фазовые сдвиги 90° за счет верхнего обратимого и ниж­него необратимого фазовращателей. Верхний необратимый фазовращатель дополнительного сдвига не вносит. Проведя рассуждения, аналогичные предыдущим, можно убедиться, что в этом случае сигнал поступает только в плечо 3. Если питать устройство со стороны плеча 3, то сигнал попадет в плечо 4. Следовательно, устройство обладает всеми свой­ствами циркулятора. Циркуляторы подобного типа широко используются в современных РЛС.

АНТЕННЫЕ УСТРОЙСТВА

Антеннами называются устройства, применяемые для из­лучения и приема электромагнитных волн.

Антенны обладают свойством обратимости. Параметры антенны в режиме приема определяются ее параметрами в режиме передачи.

4.13. параметры передающих антенн

Диаграмма направленности (ДИ) показывает зависи­мость плотности потока мощности (П) или амплитуды на­пряженности поля антенны (Е) от направления в простран­стве при постоянном расстоянии до точек наблюдения, т. е.

Е(ъ*)=Еы 3^(9,0). (4.52)

11(?.е) = П_тжГ-( ?,0), (4.53)

^где _акс и /7_макс— максимальные значения соответствую­щих величин; 9, 0— азимутальный и меридиональный углы. В главных плоскостях ДН изображается плоской кривой в полярной (рис. 4.26, а) или в прямоугольной (рис. 4.26,6) системе координат.

Рис. 4.26. Диаграммы направленности в полярной (а) и в прямоугольной (б) системе координат

ДН классифицируются в зависимости от их формы. На рис. 4.27, а показана косекансная ДН, определяемая в вертикальной плоскости уравнением

Р (^е) = 51П е_в собес е при е_в < е < е_макс, (4.54)

где €_В и емакс — минимальный и, максимальный углы места в уравнении косекансной ДН.

Косекансная ДН может применяться в наземных РЛС обнаружения и в самолетных РЛС. Уровень отраженного сиг­нала от целей, находящихся на различных расстояниях от РЛС

в пределах радиуса ее действия, при косекансной ДН на вхо­де приемника не меняется.

На рис. 4.27,6 показана ДН лопаточного типа, которая применяется в радиовысотомерах.

а о

Игольчатой называется ДН, главный лепесток которой приближенно симметричен относительно направления ее мак­симума (рис. 4.27, в).

Рис. 4.27. Типы диаграмм направленности: о — косеканская; б — лопаточная: в — игольчатая; г — веерная

Веерной называется ДН, расширенная в одной главной плоскости и суженная в другой главной плоскости (рис. 4.27,г).

Коэффициентом направленного действия (КНД) антенны (С) называется число, показывающее выигрыш в плотности потока мощности или в излучаемой мощности (Р^), который дает в точке наблюдения антенна направленного излучения

по сравнению с антенной ненаправленного излучения (рис. 4.28):

о («р, в) = ^^ при Р_1о = Р_г% (4.55)

О (<Р, в) = ^ при Ег = Е₀. (4.56)

В формулах (4.55) и (4.56) индексом 2 отмечены вели­чины, относящиеся к полю антенны направленного излучения, а индексом 0 — к полю антенны ненаправленного излучения.

Ро

I "о

Д

Ф

I

Рис. 4.28. К определению КНД антенны

Зависимость КНД от направления в пространстве опреде­ляется через ДН соотношением

0(?,в) = О_мвкс/"(*,в)^ (4.57)

Максимальное значение КНД определяется формулой

^макс

(4.58)

Е¹ № 60 Р_т

где Л — расстояние между антенной и точкой наблюдения.

Сопротивлением излучения (К?) называется коэффи­циент, связывающий излучаемую антенной мощность с квад­ратом амплитуды тока (/) в данной точке антенны:

Коэффициент полезного действия антенны т)_А есть отно­шение излучаемой ею мощности к подведенной (Р\)\

(4.59)

где Рп — мощность потерь.

Коэффициентом усиления антенны назызается число, показывающее действительный выигрыш в плотности потока

мощности или в излучаемой мощности, который дает антен­на направленного излучения, т. е. выигрыш с учетом потерь:

5а (*.в) - О (<?,в) _Ча = (с?, 0).

Входным сопротивлением (2_А) передающей антенны на­зывается сопротивление, на которое нагружен питающий ан­тенну фидер.

В активную часть входного сопротивления (я_а) входят сопротивление излучения, отнесен­ное к току на входе антенны (/?_2А), и сопротив­ление потерь (/?_п):

^а ⁼ + Ян-

Действующей высотой антенны называют фиктивную длину некоторой эквивалентной ли­нейной антенны с равномерным распределением тока вдоль провода и «площадью тока» (5₇), равной «площади тока» реальной антенны (рис. 4.29):

а

где /а — ток на клеммах антенны.

л/ ^я

ГДе /макс ⁼ \

ванной ДН;

К =

(4.61а)

Параметры антенны связаны с Л_д зависимостями:

(4.61)

^:2А^макс

-|20 максимальное значение ненормиро-

60гЛ

Е =

Рис. 4.30. Эквивалентная схема приемной антенны

макс

4.14. ПРИЕМНАЯ АНТЕННА И ЕЕ ПАРАМЕТРЫ

Приемную антенну можно представить как генератор э. д. с. с внутренним сопротивлением Эквивалентная схе­ма приемной антенны, нагруженной на сопротивление показана на рис. 4.30.

ДН приемной антенны опреде­ляется как зависимость наводимой в ней э. д. с. от угла падения при­ходящей волны.

(4.60)

Рис. 4.29.

К определе­нию дейст­вующей вы­соты антенны

Действующей высотой прием­ной антенны называется коэффи­циент, связывающий э. д. с. (е_пр)

антенны с напряженностью электрического поля для направ­ления максимального приема (при условии, что приемная ан­тенна ориентирована в соответствии с поляризацией поля):

*пр.макс (4.62)

КНД приемной антенны называется число, показывающее, во сколько раз мощность принимаемого сигнала, приходяще­го с направления максимального приема, больше у антенны направленного излучения, чем у изотропного излучателя.

ДН, действующая высота и КНД антенны в режиме при­ема одинаковы с соответствующими параметрами этой же антенны, работающей на передачу. Внутреннее сопротивле­ние приемной антенны равняется входному сопротивлению той же антенны в режиме передачи. Эти свойства являются свойствами обратимости антенн.

Мощность Р_пр, отдаваемая приемной антенной в согласо­ванную нагрузку, определяется по формуле

где П — плотность потока мощности в падающей плоской волне;

—эффективная площадь антенны.

Эффективная площадь антенны связана с другими пара­метрами зависимостью

(4.63)

При рассогласованной нагрузке величина 5_Арас умень­шается в зависимости от степени рассогласования;

*Арас = *Аа-|/>о_Тр1²), (4.64)

где /?отр — коэффициент отражения по напряжению.

Эффективная поверхность антенн, представляющих собой излучающие поверхности размером 5_Г, равна

^А^гКип, (4.65)

где /Сип — коэффициент использования поверхности.

4.15. СИСТЕМЫ ИЗЛУЧАТЕЛЕЙ

Результирующая ДН системы (/^с) одинаковых излуча­телей определяется по правилу перемножения. Она равна произведению ДН одного излучателя системы (Л) на мно­житель системы (Р_с):

Р₉с=Р₁Р_с. (4.66)

Система излучателей называется линейной, если излуча­тели расположены в линию.

Множитель дискретной равноамплитудной линейной си­стемы одинаковых излучателей (рис. 4.31) с линейным нара­станием начальных фаз полей определяется по формуле

/=■«(*) = (4.67)

5111

где А^—количество элементов в системе;

2тс

р_х = ^с1_х 81П 0 — ^—обобщенная координата;

Л_х— расстояние между излучателями си­стемы;

фд.— разность начальных фаз полей сосед­них излучателей. Множитель аналогичной непрерывной системы излучате­лей имеет следующий вид:

/ЬОт)—⁵^. (⁴-⁶8)

где = 31П0—— обобщенная координата;

Л_х— длина системы; Ф^ —фазовый сдвиг на единице длины системы.

Ширина главного лепестка множителя линейных равно- амплитудных систем определяется по следующим прибли­женным формулам:

• для дискретной системы при N 5

в_0>5ж2агсз!п^-; (4.69)

• для непрерывной системы

в_0>5~51-^. (4.70)

В линейных системах с уменьшающимся к краю косину- соидальным амплитудным распределением ширина главного лепестка множителя системы приближенно в 1,3 раза боль­ше, чем в системе с равномерным амплитудным распределе­нием.

Прямоугольная плоская решетка излучателей (рис. 4.32) может рассматриваться как линейная система, состоящая из Ы_у параллельных рядов, каждый из которых является ли­нейной системой из Ы_х элементов. В соответствии с правилом перемножения множитель равноамплитудной системы излу-

чателеи, расположенных на прямоугольной плоскости, опре­деляется так:

— для дискретной системы

НуРу

НуРх

2

5111

(4.71)

^с (Рх> Ру) =

— для непрерывной системы

(4.72)

В формулах (4.71) и (4.72) обобщенные координаты р_и и определяются аналогично формулам (4.67) и (4.68).

Рис. 4.32. Двухмерная решетка излу­чателей

Коэффициент усиления системы излучателей, непрерывно распределенных на плоскости, рассчитывается по формуле

Ак

ёмзкс ^г^ип^а*

При этом в равноамплитудной системе /Сйп=1, а в системе с косинусоидальным распределением по одной из сторон пря­моугольной плоскости он равен 0,81.

51П

Рис. 4.31. Линейная прямо- фазная система излучателей

(4.73)

81ПЯ_макс 2Ъ(1 » 51П&_макс— I

где амакс — угол, составленный направлением максимального излучения и перпендикуляром к оси излучателей.

Положение главных максимумов множителей систем из­лучателей, расположенных дискретно и непрерывно, соответ­ственно определяется из условий:

4.16. ЭЛЕКТРИЧЕСКОЕ УПРАВЛЕНИЕ ДН

Положением главного максимума излучения системы можно управлять, изменяя расстояние между элементами й, длину волны X и фазовые сдвиги ф и <р'.

На этом основано немеханическое качание ДН. Оно рбыч- но производится путем управления фазовыми сдвигами (фа­зовое управление) или путем изменения частоты (частотное управление). Оба вида управления могут осуществляться как механическими, так и электронными устройствами.

Фазовое управление производится при помощи различ­ного типа механических и электрических фазовращателей. Для этого фазовращатели включаются в цепь каждого эле­мента решетки. Нарастание фазы от элемента к элементу

ш,

V V

V V

Смесители

Гетеро­дин

^шпр=

Регулируемая линии зодсруккц

Рис. 4.33. Схема фазового управления качанием диа­граммы направленности»с преобразованием частоты

происходит по линейному закону. Управление сводится к плавному изменению фазы в каждом элементе от наиболь­шего значения до нуля и далее до противоположного по знаку наибольшего значения. При этом главный максимум перемещается от одного крайнего положения к другому.

В качестве механических фазовращателей используются отрезки линий с изменяемой длиной, управляемые фазовые трансформаторы, фазовращатели поворотного типа и пр. В ка­честве электрических фазовращателей обычно используются волновод с намагничиваемым ферритом, полупроводниковые диоды с управляемой емкостью перехода и управляемые ин­дуктивности с насыщением. Возможно также применение вол­новодов с электризуемым сегнетоэлектриком или электрон­ной плазмой.

Одна из схем фазового управления, называемая схемой с преобразованием частоты, показана на рис. 4.33. Направле­ние главного максимума здесь определяется из условия

(4.76) 155

где ^ = / — набег фазы на участке / линии задержки ме-

жду ответвлениями к двум соседним кана­лам;

I

Х_л — длина волны в линии; ©₀==-у- й— набег фазы вдоль решетки между двумя со­седними излучателями; Л — расстояние между этими излучателями; п — коэффициент, который выбирается в зависи­мости от величины фазового сдвига и раз­мера сектора качания ДН. Частотное управление иллюстрируется последовательной схемой, представленной на рис. 4.34. Положение главного

у у V уу V

чм сигнал

I

Рис. 4.34. Последовательная схема частот­ного управления качанием диаграммы на­правленности

максимума излучения решетки и в этом случае определяется условием (4.76), которое имеет вид

31п 0_макс =-- ^ • ■— п \ . (4.77)

Частотное управление осуществляется за счет набега фазы от элемента к элементу. Набег фазы обусловлен изменением частоты. Реализуется это управление путем частотной мо­дуляции.

Качание частоты и фазы может производиться от импуль­са к импульсу и внутри импульса.

4.17. ВИБРАТОРНЫЕ АНТЕННЫ. СИММЕТРИЧНЫЙ ВИБРАТОР

ДН симметричного вибратора (рис. 4.35) в плоскости

электрического вектора может быть выражена следующей зависимостью:

СОЗ I 51П ©) — С05 ( /)

/(в)—~ соГё • (4-78)

В магнитной плоскости вибратор излучает ненаправленно (рис 4.36,6). ДН наиболее распространенного полуволнового

симметричного вибратора (21 = -у) определяется выраже­

нием

(4.79)

соь 0

^(0) = /(0)--=

и имеет вид, представленный на рис. 4.36, а. Амплитуда поля этого вибратора может быть подсчитана по формуле

(4.80)

где /„ — ток в пучности; Д— расстояние.

4 /А

Рис.' 4.35. Симметричным вибратор (2)0 = 0 (2)1р = 0

Рис. 4.36. Диаграммы направленности полуволно­вого симметричного вибратора в электриче­ской (а) и в магнитной (б) плоскостях

Активная часть входного сопротивления полуволнового симметричного вибратора равна /?_2А=73,1 ом. Действую­щая высота этого вибратора в соответствии с (4.61а) рав­на КНД равен 1,64.

Реактивная часть входного сопротивления полуволнового тонкого симметричного вибратора имеет индуктивный харак-. тер и равна 42,5 ом. Следовательно, длина этого вибратора

больше резонансной. Для настройки в резонанс необходимо плечо вибратора укоротить на длину

Л_ 42,ДХ (4.81)

А

где р_А — эквивалентное волновое сопротивление вибратора:

г—радиус провода вибратора.

Решетки вибраторов. ДН решетки определяется по пра­вилу перемножения (4.66). Общее сопротивление излучения и действующая высота синфазной решетки, составленной из достаточно большого количества полуволновых вибраторов, при наличии пассивного рефлектора приближенно могут быть подсчитаны по таким формулам:

/?,„ [ом] = 135ЛУУ_У, (4.83)

где N. и Ы_у — количество вибраторов по осям ОХ и О У.

КНД решетки может быть подсчитан по формуле (4.73). При этом эффективная поверхность решетки равна

Л²

с «301Г-5*-. (4.85)

4.18. ДИРЕКЮРНЫЕ АНТЕННЫ

Директорной антенной называется линейная система (рис. 4.31), состоящая из активного и пассивных вибраторов, максимум излучения которой направлен в одну сторону вдоль ее оси.

Подавление излучения в противоположную сторону оси системы достигается за счет расположения вибраторов на

расстоянии ~ (рис. 4.37) и разницы фаз ф = 90°.

В директорной антенне питание подводится только к ак­тивному вибратору. Остальные вибраторы переизлучают поле активного вибратора и называются пассивными. Начальная фаза поля пассивных директоров отстает от фазы поля ак­тивного вибратора. Поэтому директоры короче активного вибратора, а их реактивные сопротивления имеют емкостный характер.

Поле, переизлучаемое рефлектором, опережает по фазе поле активного вибратора. Реактивное сопротивление реф­лектора индуктивно, его длина больше длины активного виб­ратора.

Рис. 4.37. Директорная антенна («волновой канал»)

Директорная антенна, содержащая более одного дирек­тора, обычно называется «волновым каналом» (ВК). В «вол­новом канале» средние значения расстояния лежат в преде­лах (0,25-г-0,35)X. КНД ВК длиной I равен

(4.86)

КНД ВК обычно составляет 20—30, а ширина ДН 30—40° Она приближенно может быть подсчитана по формуле

в₀.5 =

где В — коэффициент, имеющий значение 65—70.

(4.87) О—1 Л
	л 4

<Ч| V

Рис. 4.38. Диапазонное многовибра­торное устройство с компенсацией реактивного сопротивления (а) и принцип этой компенсации (б)

ВК —сравнительно узкополосная система. Для расшире­ния его полосы в качестве активного вибратора применяют петлевой вибратор, вы­полняемый иногда с перемычками и утолще­ниями, а также специ­альное устройство в виде системы активных укоро­ченных вибраторов (рис. 4.38). Диапазонность этого устройства улуч­шена за счет компенса­ции емкостного сопротив­ления каждого из его вибраторов противопо­ложной по знаку реактивностью короткозамкнутой линии. Диапазонность ВК улучшается также за счет применения широкополосных рефлекторов (рис. 4.39).

Линейная система «волновых каналов» имеет более высо­кую направленность излучения, чем одиночный ВК. КНД та­кой системы имеет наибольшее значение при оптимальном расстоянии, величина которого берется равной (1-И,2)Х.

Двухэтажные ди-

/ — ■ | ^"^ь^^ТЛ Р^ектоР^ные антенны

у ' ¹—^ применяются в РЛС

обнаружения для фор- Рис. 4.39. Два типа диапазонных вибратор- мирования ДН, КОТО- ных рефлекторов _{рая похожа на косе}.

кансную, и для обес­печения возможности измерения угла места цели. Прибли­женно косекансный вид ДН обеспечивается распределением излучаемой мощности между верхним (Р_1в) и нижним этажами антенны по условию

где Л_в(п) — высота верхнего (нижнего) этажа;

Р

^т_п = ¹р^(н) коэффициент распределения мощности.

— ДН верхнего этажа дн нижнего зтажа

Рис. 4.40. Принцип построения диаграммы направленности двухэтажной антенны

Расстояние между этажами рассчитывается по условию взаимного перекрытия направлений нулевого излучения од­ного этажа соответствующим максимумом излучения другого этажа (рис. 4.40). При этом Л_в= (1,5~-2)Л„.

При питании этажей со сдвигом по фазе около 90° ДН двухэтажной антенны в вертикальной плоскости имеет вид

/(е)=/%к (•) /т_в81 п² К 81П б) + т_н81п² (у- /г„зте) , (4.89)

где е — угол места;

Г_вк (.)— диаграмма направленности ВК в вертикаль­ной плоскости.

Эта ДН выгодна тем, что не имеет глубоких провалов. Для распределения мощности между этажами в заданном соотношении применяется У-трансформатор (рис. 4.41). Он же одновременно осуществляет согласование фидера, иду­щего от генератора, с разветвлением фидеров, идущих к обоим этажам. В схеме У-трансформатора имеют место сле­дующие соотношения:

_в = 51П² /_в) =С05² (хЛ);

(4.90)

К верхнему

этажу

II I I

К нижнему этажу [I I

» , * 6~ н* 4

н = 81П² (х-'н) ; гп_в + т_н = 1\

ДН двухэтажной антенны позволяет приближенно оце­нить величину угла места цели, если этой диаграммой управ­лять специальным устройством. В качестве последнего используются переключатель иитания этажей в фазе и в противофазе, а также гониометр.

Гониометром называют У-транс- форматор со скользящими контак­тами в точках 1 и 2. При перемеще­нии этих контактов условие /_в = /ц +

+ не должно нарушаться. В за­висимости от положения щеток / и 2 изменяется результирующая

ДН ПО углу места И ПО этому изме- ^Вт Гатчина

нению можно, отградуировав го- _{Рис> 44к Схема у}._транс.

ниометр, определять 6. форматора и гониометра

4.19. ЗЕРКАЛЬНЫЕ АНТЕННЫ

Зеркальными называются антенны, у которых поле в рас- крыве формируется в результате отражения электромагнит­ной волны от металлической поверхности специального про­филя. Кроме зеркала, в состав этой антенны входит облуча­тель. Тип антенны определяется формой зеркала. Поле, созданное зеркальной антенной в пространстве, и его распре­деление определяются амплитудным и фазовым распределе­нием поля в раскрыве. Раскрыв является плоской непрерыв­ной системой облучателей. Поэтому его направленность излучения определяется по правилам для плоских непрерыв­ных систем. Величины, характеризующие направленность из­лучения различных раскрывов в зависимости от амплитуд­ного распределения, представлены в табл. 4.3.

Таблица 4.3 Основные характеристики излучающих раскрывов

Форма раскрыва	Амплитудное распределение	^ип	Ширина ДН по 0,5 Р, град	Уровень первого бокового лепестка
Прямоугольный оХЬ	Равномерное по а	1	51 — а	0,21
	Равномерное по Ь			0,21
Прямоугольный аХЬ	Равномерное по а	0,81	51-*- а	0,21
	Косинусоидальное по Ь		67-^- 0	0,07
Круглый, радиус г0	Равномерное	1	00-^- 2г0	0,2

Коэффициент усиления зеркальной антенны определяется формулой (4.73). К. п. д. у этого типа антенн зависит не только от потерь энергии на преобразовании ее, но и от по­терь вследствие утечки энергии помимо зеркала. Коэффи­циент усиления зеркальной антенны имеет наибольшее зна­чение при оптимуме произведения /Сил^д- Обычно это значе­ние равно 0,3—0,4. Обеспечивается оно такой направленностью излучения облучателя, при которой плот­ность потока мощности, падающей на край зеркала, уменьшает до 0,1 значения ее в центре.

В качестве облучателей зеркальных антенн могут использоваться одиночные излучатели, непрерывные и дискретные системы источников.

4.20. ПАРАБОЛИЧЕСКАЯ АНТЕННА

Параболической называется зеркальная антенна, профиль зеркала которой — пара­бола.

Рис. 4.42. Принцип действия парабо­лической антенны

В параболической антенне длина опти­ческого пути всех лучей, идущих из фокуса до зеркала и после отражения — до поверхности раскрыва, одинакова (рис. 4.42). Благодаря этому параболическая антенна произ­

водит преобразование сферического фронта волны источника, находящегося в фокусе, в плоский фронт в раскрыве.

Кроме того, расходящийся из фокуса пучок лучей после отражения от зеркала становится параллельным. Указанные свойства обеспечивают высокую направленность излучения параболических антенн.

Зеркало — параболоид вращения создает игольчатую ДН. Для формирования веерных ДН применяются усеченные па­раболоиды. Усечение может быть симметричным относитель­но фокальной плоскости и несимметричным (рис. 4.43). По­следнее позволяет значительно сни­зить теневое влияние облучателя и реакцию зеркала на облучатель за счет расположения облучателя вне зоны наиболее интенсивного поля зеркала.

в° ; 0,5

:80

2#,

(4.92)

Ширина ДН параболических ан­тенн может быть приближенно под­считана следующим образом: — в электрической плоскости х

(4.91)

0Е

— в магнитнои плоскости _ф0 ~70

н

где /?оещ) — радиус раскрыва в соответствующей плоскости.

Параболическая антенна создает веерную ДН и в том случае, если в качестве облучателя применяется линейная система дискретных источников (рис. 4.44). Смещение АХ источника из фокуса (рис. 4.44, а) приводит к смещению мак­симума ДН на угол Лб. Эти величины связаны соотношением

(4.93)

где / — фокусное расстояние параболоида.

Применив линейку дискретных облучателей, питаемых от общего канала (рис. 4.44,6), можно сформировать веерную ДН, поскольку поля отдельных источников суммируются. Если каждый облучатель питать от независимого канала (рис. 4.44,6), то можно сформировать веер парциальных (не­зависимых) ДН.

Максиму* излучения

Рис. 4.43. Несимметрич­но усеченная параболи­ческая антенна со сме­щенным максимумом из­лучения для уменьше­ния теневого эффекта облучателя и реакции зеркала на облучатель,

При смещении облучателя из фокуса происходит расфо­кусировка, вследствие чего ширина ДН увеличивается и КНД падает (рис. 4.45). Это недостаток параболических антенн. Он частично устраняется в сферических и в сферопараболи- ческих антеннах.

— —г ^

б I-—-

Ч ^а

за»

Рис. 4.44. Принцип отклонения максимума излучения в параболической антенне (а) и создания на этой основе веерной (б) и парци­альных (в) диаграмм направленности

				1	[
N	<Г			к
1 1

0,05 0.10 ДА. Р

к 2.0 16 и 0,8 О Л

У

10

0,6 0,6 0.4

О/, 5

Рис. 4.45. Коэффициент уменьшения КНД (7) и коэффициент расширения главного лепестка (к) диаграммы на­правленности параболической антенны в зависимости от смещения облучателя из фокуса

Неглубокое сферическое зеркало действует почти так, как и параболическое зеркало, если облучатель расположен на половине радиуса сферы, а направление его максимума излу­чения ориентировано вдоль радиуса. Отраженный от зеркала луч идет через центр сферы. При смещении облучателя на некоторый угол происходит отклонение луча на тот же угол. На этой основе может быть построена веерная ДН (рис. 4.46).

Параболы Окружность

Рис. 4.47. Сферопарабо- лическое зеркало

Для улучшения фокусирующих свойств зеркала в одной из плоскостей профиль сферического зеркала делается пара­болическим. Образуется сферопараболическая антенна (рис. 4.47).

4.21. ЗЕРКАЛЬНЫЕ АНТЕННЫ С КОСЕКАНСНОЙ ДН

Для создания косекансных ДН используются изложенные выше методы формирования веерных диаграмм. Кроме того, применяется также метод видоизменения профиля параболи­ческого зеркала, т. е. применяется зеркало двойной кривизны (рис. 4.48).

В косекансной ДН ^имеется два характерных участка (рис. 4.27). В пределах углов места от е_Мин До 6_В заключен так называемый тре­угольный Веер. В секторе е_в-^е_Макс заключен косекансный веер. Фор­мирование треугольного веера про­изводится так же, как и обычной веерной диаграммы.

Количество смещенных облуча­телей, необходимых для формиро­вания этого веера, определяется по формуле

Рис. 4.46. Принцип дей­ствия сферического зер­кала

ствия зеркала двойной

/г ₌ ^е° ~. (4.94)

Здесь среднее значение коэффициента расширения (&_ср) ДН из-за смещения облучателя из фокуса принимается в за­висимости от необходимого количества (п) облучателей. По­этому расчет по формуле (4.94) производится путем после­довательных приближений.

Аналогично рассчитывается необходимое количество облу­чателей для формирования косекансного веера.

Косекансный вид ДН придается за счет перераспределе­ния излучаемых мощностей в веере и изменения КНД в раз­личных участках веера.

Интенсивность электромагнитного поля в максимуме ле­пестка ДН антенны приближенно может быть оценена по формулам:

• в ближней зоне

3 Р

= (4.95)

• в дальней зоне

^Г/СР (⁴-⁹⁶)

где Д — расстояние.

Расстояние до границы между ближней и дальней зонами приближенно определяется из условия

Дс <⁴-⁹⁷)

где — наибольший размер раскрыва антенны.

4.22. АНТЕННЫЕ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ (АП)

АП используются в РЛС, имеющих общую антенну, для подключения ее к передатчику на время передачи и к прием­нику на время приема. АП делятся на коммутационные и АП, построенные на базе необратимых элементов.

В коммутационных АП используются резонансные отрез­ки линии, сбалансированные мосты и циркуляторы (баланс­ные АП). Типовая схема АП на резонансных отрезках линий показана на рис. 4.49. Роль коммутатора в схеме выполняет газовый разрядник. Три ступени блокировки в приемной ветви создают надежную защиту приемника в рабочем диа­пазоне частот. В первой ступени блокировки разрядник Рч включен через трансформатор, который понижает «горячее»

сопротивление разрядника в Р^аз» что обеспечивает

большее ослабление мощности, просачивающейся в прием­ник.

Рнс. 4.49. Типовая схема коммутационного антенного пере­ключателя РЛС

		1( Н антенне \
От гене ■	1	\ 1_	«приемнику
ротора — —	-ту^ V		Г ~

К приемнику

антенне

^ Разрядник Поглощающая

От генерар—^—Циркулятор |

нагрузка

т ⁴ ^ ^г а-

тора у

Рис. 4.51. Схема балансного антенного переключателя, построенного на базе циркулятора с ферритовым фазовращателем (а), и схема циркуля­ции в этом АП (б)

В РЛС метрового диапазона цепь передатчика блоки­руется проходными разрядниками, которые включаются в тракт по схеме, показанной на рис. 4.50.

Типовая схема балансного АП, построенного на базе цир­кулятора, показана на рис. 4.51.

Коммутируемые устройства подключены к плечам цирку­лятора следующим образом:

• в плечо I — генератор;

• в плечо II — антенна;

• в плечо III — приемник;

• в плечо IV — поглощающая нагрузка.

В плечо II включен разрядник Р₂, блокирующий ветвь приемника в режиме передачи. Эта блокировка необходима для защиты приемника от энергии, попадающей в это плечо, если антенна не согласована с питающей линией. Отразив­шаяся от разрядника Рг энергия поступает в поглощающую нагрузку.

При изменении направления циркуляции на обратное энергия передатчика из плеча I поступит в согласованную нагрузку (плечо IV).