5(2) Статический режим работы усилительных каскадов

Усилители электрических сигналов чаще всего выполняют на биполярных или полевых транзисторах, а также на электронных лампах, туннельных диодах и других приборах, имеющих на вольт-амперной характеристике участок с от­рицательным дифференциальным сопротивлением. Независимо от типов активных электронных приборов, применяемых в уси­лителе, принцип усиления остается единым и сводится к тому, что в цепи, в состав которой входит активный электронный прибор, устанавливаются определенные постоянные токи. Этот режим работы называют статическим (режим по посто­янному току, режим покоя). Он характеризуется посто­янным падением напряжения на компонентах, входящих в со­став усилительного каскада. При подаче сигнала переменного тока на управляющие электроды активного прибора ток в цепях начинает изменяться в соответствии с приложенным сигналом. Этот переменный ток создает переменное падение напряжения на компонентах, входящих в состав усилительного каскада. Значение выходного сигнала обычно значительно больше входного сигнала. Когда рассматривают приращения токов или напряжений, вызванные входным сигналом, то говорят, что это режим работы по переменному току или режим малого сигнала.

Статический режим определяют в зависимости от значения входного сигнала, который необходимо усиливать.

В зависимости от постоянного тока и падения напряжения на активном приборе усилительного каскада, а также от значения входного усиливаемого сигнала принято различать следующие режимы работы: А; В; С; D; промежуточные ре­жимы, например АВ.

Режим А — это режим работы активного прибора, при котором ток в выходной цепи i протекает в течение всего периода входного сигнала.

Положение рабочей точки выбирают так, что амплитуда переменной составляющей выходного тока 1_т, появившегося вследствие воздействия входного сигнала (рис. 4.12, а), в режиме А не может превышать ток покоя I₀ (рис. 4.12, б). Ток через ак­тивный элемент протекает в тече­ние всего периода изменения входного сигнала.

Преимуществом режима А яв­ляется то, что при нем возника­ют малые нелинейные искаже­ния. Однако КПД каскада (Р_~ – выходная мощ­ность; Р_о – полная мощность, потребляемая каскадом) низ­кий – меньше 0,5. Режим А ис­пользуют в каскадах предвари­тельного усиления, а также в ма­ломощных выходных каскадах.

Режим В—это режим рабо­ты активного прибора, при ко­тором ток через него протекает в течение половины периода входного сигнала.

Рис 4.12. Изменение токов активного элемента в зависимости от входного сигнала:

а - входной сигнал усилителя; б-режим А, в – режим В и АВ; г – режим С

Этот промежуток времени принято харак­теризовать углом отсечки. Угол отсечки выражается в уг­ловых единицах (градусах или радианах). Численно он равен половине временного интервала, в течение которого через активный прибор протекает электрический ток. При идеальном режиме В (рис. 4.12, в) θ = π/2. Ток через активный элемент протекает в течение промежутка времени 2θ. Из-за нелинейностей начальных участков характеристик активных приборов форма выходного тока (при малых его значениях) существенно отличается от формы тока, которая была бы, если бы активный прибор был линейным. Это вызывает значительные нелинейные искажения выходного сигнала.

Режим В обычно используют в двухтактных выходных каскадах, имеющих высокий КПД, однако в чистом виде его применяют сравнительно редко. Чаще в качестве рабочего режима выбирают промежуточный режим АВ.

В режиме АВ угол отсечки θ несколько больше π/2, и при отсутствии входного сигнала через активный элемент протекает ток, равный 5—15% максимального тока при заданном входном сигнале. Такой выбор статического режима позволяет уменьшить нелинейные искажения при использовании двухтакт­ных выходных каскадов.

Рис. 4.13. Общая эквивалентная схема усилительных каскадов для режима большого сигнала (а); усилительный каскад с ОЭ (б); пример построения линии нагрузки (в)

Режим С—это режим работы активного прибора, при котором ток через него протекает в течение промежутка времени, меньшего половины периода входного сигнала, т. е. при θ< π/2 (рис. 4.12, г). Ток покоя в режиме С равен нулю. Этот режим используют в мощных резонансных усилителях, где нагрузкой является резонансный контур.

Режим D (или ключевой) — это режим, при котором активный прибор находится только в двух состояниях: или полностью закрыт и его электрическое сопротивление велико, или полностью открыт и имеет малое электрическое сопротив­ление.

Трем возможным схемам включения транзисторов соот­ветствуют три основных типа усилительных каскадов: с общим эмиттером (или с общим истоком); с общей базой (или с общим затвором); с общим коллектором (или с общим стоком).

Различные многокаскадные усилители и каскадные схемы являются комбинациями перечисленных усилительных каскадов.

Анализ—работы усилительных каскадов на транзисторах и электронных лампах в общем виде одинаков.

Для нормальной работы любого усилительного каскада необходимо при отсутствии входного сигнала установить определенные токи и напряжения на активном приборе (обеспечить требуемый режим). Ток и падение напряжения на активном приборе зависят от выбора рабочей точки на семействе его входных и выходных характеристик. Для их определения все усилительные каскады на одном активном приборе приводятся к эквивалентной схеме (рис. 4.13, а), со­стоящей из последовательно соединенных резисторов R₁, R₂ и активного нелинейного прибора, токи и напряжения которого зависят от управляющего сигнала. Резистор R₁ представляет собой эквивалентное активное сопротивление, через которое один из электродов электронного прибора (коллектор, сток, анод) подключен к источнику питания. Резистор R₂—эк­вивалентное сопротивление, через которое второй электрод электронного прибора подключен к другому полюсу источника питания.

Определить ток и падение напряжения нелинейной цепи можно аналитическим (используется очень редко) и графо­аналитическим методами. Последний широко распространен в электронике в связи с тем, что позволяет проводить расчеты с помощью экспериментально определенных характеристик электронного прибора.

При использовании графоаналитического метода строится линия нагрузки по постоянному току. Она пред­ставляет собой вольт-амперную характеристику той части обобщенной цепи, в состав которой не входит нелинейный, управляемый внешним сигналом активный прибор. В рас­сматриваемом случае это вольт-амперная характеристика ре­зисторов R₁,R₂. В общем случае последовательно с активным прибором могут быть включены нелинейные элементы и вместо прямой будет «кривая» нагрузки по постоянному току, причем система координат, в которой строится эта вольт-амперная характеристика, отличается от общепринятой. За напряжение, приложенное к ней, берется значение разности напряжений питания и падения напряжения на активном приборе. Поэтому точкой, из которой строят вольт-амперную характеристику нагрузочной части, является точка с коор­динатами (Е_пит, 0). Это основано на том, что ток в после­довательной цепи во всех компонентах одинаков, а сумма падений напряжений на них равна напряжению источника питания:

(*)

При разных значениях управляющего сигнала токи и на­пряжения активного прибора будут изменяться, так же как ток I₀ и напряжение U_o. Задача анализа усилительных каскадов в статическом режиме сводится к нахождению геометрического места точек, где справедливо уравнение (*). Оно определяется как совокупность точек пересечения кривых семейства вольт-амперных характеристик нелинейного активного прибора и вольт-амперной характеристики остальной (нагрузочной) части обобщенной цепи.

В рассматриваемом случае вольт-амперная характеристика резисторов R_t и R₂—прямая линия. Она может быть построена по двум точкам, которые легко найти из рассмотрения крайних случаев, когда нелинейный прибор имеет бесконечно большое и бесконечно малое сопротивления. При его бесконечно большом сопротивлении 1→0, а и_о = Е_пит.

При бесконечно малом внутреннем сопротивлении U_o→0, а

Все возможные значения токов и напряжений на нелинейном приборе лежат r точках пересечения его вольт-амперной характеристики с _линией нагрузки по постоянному току. Нетрудно убедиться, что условие (*) выполняется во всех точках пересечения семейства вольт-амперных характеристик с линией нагрузки по постоянному току. Задавая различный управляющий сигнал на входе электронного прибора, меняют положение его рабочей точки и соответственно ток покоя и падение напряжения на компонентах цепи.

Построим линию нагрузки для усилительного каскада (рис. 4.13, б), используя семейство коллекторных вольт-ампер­ных характеристик транзистора для схемы с ОЭ (рис. 4.13, в). Рассмотрим два крайних случая. При сопротивлении тран­зистора, стремящемся к бесконечности, /_к→0 и напряжение питания Е_к падает на транзисторе.

На графике получаем первую точку нагрузочной прямой, расположенную на оси U_KЭ и соответствующую U_кэ = Е_к.

При нулевом сопротивлении транзистора U_кэ = 0. Напряже­ние питания падает на резисторах R_K и R_Э. Ток в цепи I_K = E_K/(R_к + R₃). Это дает вторую точку нагрузочной прямой с координатами U_кэ = 0, /_к.

Соединив полученные точки прямой линией, получим линию нагрузки по постоянному току. Все возможные токи и падения напряжения в данной цепи лежат в точках пересечения линии нагрузки по постоянному току с кривыми семейства вольт-амперных характеристик транзистора. Если, например, в цепи базы задан ток /_Б3, то падение напряжения на транзисторе U_KЭQ и его ток /_ко будут определяться положением точки О. Если входной ток изменим до /_Б2, то ток и падение напряжения на транзисторе будут определяться положением точки b и т. п.

Таким образом, положение рабочей точки нелинейного активного прибора однозначно определяется сигналом, подан­ным на его управляющий вход.

Усиление сигнала происходит за счет того, что изменения токов и напряжений в коллекторной цепи больше входного сигнала. Действительно, если входной сигнал изменит ток базы транзистора от начального значения /_Б3 до /_Б1, то ток коллектора изменится от /_ко до /_Кa, а падение напряжения — от U_кэ0 до U_K3a. Эти изменения значительно больше сигнала, вызвавшего их.

Методика- построения линии нагрузки не зависит от типа нелинейного прибора.

Рабочую точку U₀, /₀ в общем случае выбирают исходя из режима, в котором должен работать электронный прибор, а также из заданных амплитуд выходного напряжения U_m и связанного с ним тока 1_т.

Если усилительный каскад должен работать в режиме А, то при малом входном сигнале (несколько мВ) рабочую точку активного элемента выбирают исходя из соображений экономичности, а также получения от каскада требуемого усиления. Последнее обусловлено тем, что параметры электронных приборов, определяющие их усилительные свойства, зависят от положения рабочей точки.

Для биполярных и полевых транзисторов значения тока в точке покоя от 100 мкА до нескольких мА. В интегральных схемах транзисторы часто работают в так называемом мик­рорежиме, при котором их ток в точке покоя составляет несколько мкА.

При работе с большими сигналами рабочую точку выбира­ют так, чтобы обеспечивалось получение требуемого усиления сигнала при допустимых нелинейных искажениях и по воз­можности высоком КПД.

При этом для обеспечения работы активного элемента в режиме А как при большом, так и при малом входном сигнале необходимо, чтобы удовлетворялись неравенства U₀>U_m и I₀>I_m.

Кроме того, требуется, чтобы напряжения, токи и мощности, рассеиваемые на электронных приборах, не превышали преде­льно допустимых значений

В процессе выбора рабочей точки могут быть получены разные результаты. При этом нахождение параметров, близких к оптимальным, как правило, осуществляют с помощью метода проб и ошибок, в результате применения которого становится ясным, какие конкретные значения сопротивлений, напряжений и токов должен иметь каскад для удовлетворения требований, предъявляемых к нему.

Для примера рассмотрим выбор рабочей точки в каскадах с общим эмиттером и общим истоком (рис. 4.14, а, б).

При выборе рабочей точки на выходных характеристиках активного элемента сначала строят линию нагрузки по посто­янному току. Для рассматриваемых каскадов при сопротив­лениях транзисторов, равных бесконечности: а) /_к = 0; U_кэ = Е_к; б) /_с = 0; U_си=-Е_с.

При нулевом сопротивлении транзисторов соответствующие токи и напряжения: a) U_KЭ = 0; I_K =E_K/R_K; б) U_си = 0; I_C = E_C/(R_C + R_И). Через полученные пары точек на выходных характеристиках проводят линии нагрузки.

Если значения тока оказываются большими и для постро­ения линий нагрузки следует удлинить ось /, можно применить другой метод. Учитывая, что тангенс угла наклона линии нагрузки (рис. 4.14, в, г) равен

Рис. 4.14. Схемы усилительных каскадов

а—с общим истоком; 6, в, г — графоаналитический анализ из статического режима

и принимая во внимание масштабы токов и напряжений, из точки /_к = 0; U_кэ = Е_к проводят линию под углом, тангенс которого равен (-1/R_к) и получают ту же самую линию нагрузки.

На нагрузочной прямой для постоянного тока выбирают положение рабочей точки О. Если каскад предназначен для усиления малых сигналов, то рабочую точку берут на том участке, где изменения сигнала на управляющих электродах вызовут наибольшие изменения выходного тока. При этом стремятся обеспечить такой режим, чтобы мощность, потреб­ляемая каскадом, была минимальной.

Если каскад работает при больших сигналах, рабочую точку выбирают ориентировочно на середине прямолинейного участка так, чтобы выполнялись неравенства (4.53).

Через выбранную рабочую точку О проводят линию нагрузки по переменному току, которая в общем случае отличается от линии нагрузки по постоянному току и только при R_H→∞ совпадает с ней. Это обусловлено тем, что сопротивление, стоящее в выходной цепи транзистора R_K, R_С, шунтируется сопротивлением нагрузки R_H, подключенным через конденсатор С₂. Сопротивление конденсатора зависит от частоты X_с=l/(jωC). Поэтому результирующее сопротивление имеет разные значения для переменного и постоянного токов. При построении линии нагрузки по переменному току сопротивление конденсатора С₂ считают равным нулю и через точку О проводят прямые линии, тангенс наклона которых равен

Если рабочая точка выбрана правильно, то при изменении выходного напряжения в пределах ± U_m транзисторы находятся в активном режиме и рассеиваемая на них мощность не превышает допустимую. Это связано с тем, что динамическая нагрузочная прямая и линия допустимой мощности рассеяния не пересекаются. Напряжения питания Е меньше U_KЭmax и U_СИmax. Следовательно, параметры рабочей точки выбраны правильно и каскад будет обеспечивать амплитуду выходного напряжения U_m на сопротивлении нагрузки R_H.

При работе каскада в режиме В транзисторы и их рабочую точку выбирают из условия выполнения неравенств

После выбора положения рабочей точки находят параметры цепей, обеспечивающих требуемый статический режим работы.

Для получения необходимых напряжений и токов покоя между соответствующими электродами транзисторов задают определенные напряжения или токи, которые носят название напряжений или токов смещения. Для биполярных транзисторов задают электрические токи в цепях базы или эмиттера, для полевых — напряжение затвор — исток. Расчет параметров цепей смещения (цепей, обеспечивающих режим по постоянному току) можно проводить аналитически или графоаналитически в зависимости от типа электронного при­бора и схемы усилительного каскада.

В большинстве практически встречающихся случаев цепи смещения усилительных каскадов на биполярных транзисторах можно рассчитывать с помощью схемы рис. 4.15, а. Различные варианты цепей смещения, применяемых на практике, приводят­ся к этой схеме с помощью эквивалентных преобразований. Покажем это на примере каскада (рис. 4.15, б), в котором смещение обеспечивается источником напряжения Е_б и рези­сторами R₁, R₂.

Эквивалентная схема такого каскада показана на рис. 4.15, в. Для статического режима ее получают заменой активных приборов в принципиальной схеме на их эквивалентные схемы, причем в последних учитываются только те элементы и ге­нераторы, которые необходимы для обеспечения этого режима. Из рис. 4.15, в видно, что ток базы /_Б0 состоит из двух

Рис. 4.15. Обобщенная схема цепи смещения транзисторного каскада (в); усилительный ка­скад (5) и его эквивалентная схема (в); приведенная эквива­лентная схема (г)

противоположно направленных составляющих I”_Б и I’ _Б, которые вызваны напряжением Е₆ и ответвлением в цепь базы части коллекторного тока /_к.

Приведем эквивалентную схему каскада к виду рис. 4.15, г, соответствующему схеме рис. 4.15, а. Для этого источник напряжения Е и делитель напряжения на резисторах R_1, R₂ с помощью теоремы об эквивалентном генераторе заменим источником Е'_б с внутренним сопротивлением R ₆:

Т акие эквивалентные преобразования не меняют токов и напряжений в цепях и существенно облегчают расчеты. Ток базы /_Б0 найдем также с помощью теоремы об эквивалентном генераторе. Для этого из эквивалентной схемы (рис. 4.15, в) найдем напряжение U на концах разорванного провода, соединяющего R₆ и г'_б (рис. 4.15, г), и внутреннее сопротивление R₄ источника напряжения U:

Тогда ток в цепи базы

и ли

где

Коэффициент γ_Б показывает, какая часть тока /_к ответв­ляется в цепь базы.

П реобразуем это уравнение, учитывая, что

После преобразований получим

и ли

Таким образом, зная параметры транзистора h_21Э, /кэо> U_БЭ и некоторые параметры цепи каскада, можно определить недостающие параметры цепи, обеспечивающие требуемый ток покоя. Так как в выражение для коллекторного тока входят несколько независимых параметров, необходимый ток покоя /_Ко может быть получен при различных значениях параметров элементов цепи. Часть параметров обычно задается при проектировании. При этом учитываются требования, предъяв­ляемые к усилительному каскаду, например к входному сопротивлению, температурной стабильности тока покоя и т. п.

Из выражения для коллекторного тока определяют необ­ходимые сопротивления обобщенной цепи. Параметры элементов реальной цепи находят используя известные зависимости. Так, при заданном токе /_ко, выбранном напряжении Е'₆, данном сопротивлении R_э и известных из технических условий на транзистор параметрах /_КБО и h_21Э можно найти сопротив­ление R₆.

При выборе цепей смещения следует помнить, что у транзи­сторов наблюдается большой разброс параметров и что они меняются при изменении температуры. Обратный ток /_КБо, падение напряжения на эмиттерном переходе U_БЭ, коэффициент передачи тока h₂₁ зависят от температуры окружающей среды и подвержены переменному дрейфу. Все это требует принятия специальных мер для стабилизации коэффициента усиления, допустимого максимального выходного напряжения и т. д.

Изменения параметров особенно опасны в первых каскадах усилителей постоянного тока, так как в последующих каскадах из-за гальванической межкаскадной связи сигналы, вызванные ими, усиливаются во много раз. Поэтому в большинстве транзисторных усилителей для стабилизации положения рабочей точки вводят обратную связь и используют термоза-висимые сопротивления.

В общем виде полное приращение коллекторного тока, вызванное изменением температуры,

Рис. 4.16. Эквивалентная схема усилительного каскада для температурных приращений токов

причем ΔU_БЭ=2…2,2 мВ/град, а ток /_КБО удваивается при изменении температуры на 5— 7° в кремниевых и на 8—10° в германиевых структурах.

Для обобщенной схемы приращение коллекторного то­ка можно найти используя промежуточные уравнения и эквивалентную схему для приращений постоянных составляющих тока при увеличе­нии температуры (рис. 4.16).

В соответствии с уравнением транзистора (2.52) и учетом того, что /_КЭО ⁼ (1+h_21эI_КБО) полное приращение тока кол­лектора определяют из выражения

_(**)

Так как для рассматриваемого случая изменение тока базы

(***)

т о, подставив (**) в (***), получим

Обозначив выражение в квадратных скобках как Δ/_г, имеем

Коэффициент S_i называется коэффициентом темпе­ратурной нестабильности. Он показывает, во сколько раз приращение коллекторного тока больше, чем приращение теплового неуправляемого тока Δ/_т, вызванного изменениями параметров транзистора. Приращение коллекторного тока вызвано изменениями U_БЭ, h_21э, I_КБО Однако при применении германиевых транзисторов обычно считают, что Δ/_тI_КБО ввиду подавляющего влияния этого параметра.

Максимальная температурная стабильность статического режима обеспечивается при γ_Б = 1. Следовательно, для темпера­турной стабилизации желательно выполнение условия R_Э R₆.

Температурная стабильность тем лучше, чем выше со­противление в цепи эмиттера и меньше эквивалентное со­противление делителя R₆, обеспечивающего требуемый режим по постоянному току. Как показано далее, увеличение R_Э при­водит к уменьшению коэффициента усиления каскада, а умень­шение R₆ снижает его входное сопротивление.

С учетом введенного коэффициента температурной неста­бильности получим выражение

Итак, параметры цепи смещения зависят от значения коэффициента температурной нестабильности, который необ­ходимо обеспечить у данного каскада.

Для уменьшения S_i, обычно применяют температурную стабилизацию.

Первый способ термостабилизации (параметрическая тер­мостабилизация) основан на применении термочувствительных сопротивлений (термисторов) (рис. 4.17, а), в качестве которых часто используют полупроводниковые диоды или транзисторы. Сущность способа заключается в том, что при изменении температуры окружающей среды сопротивление терморезистора изменяется так, что изменение тока базы или напряжения между эмиттером и базой компенсирует изменение тока коллектора. Очевидно, характеристика терморезистора должна иметь определенный вид, но так как это удовлетворяется не всегда, то для обеспечения нужных характеристик в ряде случаев параллельно и последовательно с термистором включа­ют соответствующим образом подобранные активные со­противления. Однако это усложняет схему и, кроме того, с течением времени такая компенсация может нарушаться.

При использовании второго способа термостабилизации применяют отрицательную обратную связь по постоянному току, причем вводят как местную, так и общую обратные связи. При местной ОС чаще всего применяют обратную связь по току и реже обратную связь по напряжению.

Влияние местной обратной связи по току (рис. 4.17, б) было рассмотрено ранее на примере усилительного каскада,

Рис. 4.17. Схемы термостабилизации усиления с помощью термозависимого сопротивления (а); местной обратной связи по току (б) и ОС по напряжению (в)

где обратная связь осуществлялась за счет сопротивления R_Э. Сущность стабилизации заключается в том, что делителем R₁ и R₂ задается потенциал базы и тем самым фиксируется потенциал эмиттера ибо U_БЭ0,3-0,5 В. Так как потенциал эмиттера обусловлен падением напряжения на сопротивлении R_Э, то ток эмиттера I_Э=U_Э/R_Э.

Изменения параметров транзистора, вызывающие, напри­мер, увеличение тока коллектора, увеличивают соответственно ток эмиттера и падение напряжения на эмиттерном резисторе R_Э. Это приводит к уменьшению разности потенциалов между базой, потенциал которой задан с помощью R₁, R₂, и эмит­тером. Ток базы соответственно уменьшается. В результате ток коллектора также уменьшается и его результирующее изменение будет невелико.

Чем меньше общее сопротивление делителя R_1, R₂, тем меньше потенциал базы зависит от изменений базового тока и тем лучше стабилизация. Но при малых его значениях резко возрастает мощность, потребляемая от источника пита­ния, и уменьшается входное сопротивление каскада. Поэтому обычно R₁|| R₂  R₃ или больше R_Э. Получаемый при этом коэффициент нестабильности S_i2…5.

Если необходимо иметь стабильный режим по постоянному току и максимальное усиление на переменном токе, вводят достаточно глубокую ОС за счет увеличения резистора R_Э и устраняют ОС на переменном токе шунтированием R_Э конденсатором большой емкости С_э (рис. 4.17, б) так, чтобы сопротивление конденсатора в диапазоне рабочих частот было близко к нулю.

При введении ОС по напряжению (рис. 4.17, в) изменение коллекторного тока, например его увеличение, приводит к уме­ньшению тока базы. Это вызывает уменьшение тока коллектора и снижает температурную нестабильность.

Обобщая изложенное, можно сделать следующие выводы: смещение транзисторных каскадов обеспечивается или путем задания требуемого тока базы с помощью большого со­противления, включенного в цепь питания (R₆₁ на рис. 4.14, а), или путем задания ее потенциала базы с помощью делителя напряжения (R_1, R₂ на рис. 4.15, б) и получения нужного значения тока за счет включения в цепь эмиттера сопротив­ления R_Э. В первом случае температурная стабильность плохая из-за того, что на ток коллектора оказывает влияние изменения h_{21э и ,} I_КБО - Во втором температурная стабильность значитель­но лучше, но для получения хороших результатов (с точки зрения температурной стабильности) следует уменьшить со­противление R_1, R₂ и увеличить R_Э.

В многокаскадных усилителях очень хорошие результаты по стабилизации рабочих точек каскадов получаются при использовании общей отрицательной обратной связи по постоянному току, охватывающей

Рис. 4.18. Схемы подачи напряжений смещения в полевых тран­зисторах (а –г)

весь усилитель. При этом местные обратные связи, аналогичные рассмотренным, при­менять нецелесообразно, так как они всегда уменьшают коэффициенты усиления отдельных каскадов и снижают эф­фективность общей ОС.

В полевых транзисторах смещение обеспечивается или за счет падения напряжения на резисторе, включенном в цепь истока, или за счет подачи на затвор дополнительного напряжения. У полевых транзисторов с управляющим р-n-переходом (рис. 4.18, a) и с встроенным каналом (рис. 4.18, б) смещение может быть обеспечено за счет сопротивления в цепи истока. Так как ток затвора полевых транзисторов достаточно мал и мало падение напряжения на резисторе R_З, то можно считать, что напряжение затвор — исток практически равно падению напряжения на сопротивлении R_и:

При необходимости иметь повышенное входное сопротивление R_З берут порядка одного - десяти МОм.

При работе полевого транзистора с управляющим р-n-переходом в широком диапазоне температур и при большом сопротивлении R₃ положение рабочей точки несколько меняется из-за дополнительного падения напряжения на сопротивлении R₃. Это связано с изменениями обратного тока p-n-перехода, выполняющего роль затвора, контактной разности потенциалов затвор — канал и подвижности носителей заряда в канале. Температурные изменения тока затвора оцениваются так же, как соответствующие изменения обратного тока у р-n-перехода. Изменение тока стока при фиксированном напряжении смеще­ния может быть найдено из приближенного уравнения

Здесь 1_С(Т_О) — ток стока при температуре Т_о; Т—тем­пература, для которой определено изменение Δ/_с. Таким образом, при температуре Т_о напряжение смещения и ток затвора

где S=S_нач(1 — U_ЗИо/U_ЗИотс); S—крутизна характеристики тран­зистора при напряжении U_3И0; S_нач—крутизна характеристики при U_3И=0. Ток стока

При изменении температуры напряжение смещения и ток ;тока изменяются на ΔU_ЗИо и Δ/_с0:

Так как приращения составляющих, вызывающих изменение Δ/_с0, при изменении температуры имеют разные знаки, то при соответствующем выборе режима работы транзистора возмож­на их взаимная компенсация. Точку, в которой при изменениях температуры минимальны изменения тока стока, называют температурно-стабильной точкой транзистора.

Однако вследствие разницы в зависимости составляющих /₃ и /_с от температуры эффективная компенсация возможна только в небольшом диапазоне температур. При этом требуется подбор R₃ и R _и, что обычно неудобно и нежелательно.

Основной мерой температурной стабилизации является увеличение глубины последовательной ОС по току, что осущест­вляется за счет увеличения сопротивления R_и. При этом увеличение R_и приводит к увеличению напряжения смещения U_зи. В итоге уже при сравнительно небольших R_и полевые транзисторы работают вблизи режима отсечки, где крутизна характеристики мала. Это снижает эффективность цепи ОС.

Для устранения этого недостатка на затвор подают до­полнительное отпирающее напряжение (рис. 4.18, в). Делитель напряжения на резисторах R₁, R₂ обеспечивает работу тран­зистора на участке, где S→S_нач, в то время как R_и достаточно велико и падение напряжения на нем значительно. В результате обеспечивается требуемая глубина обратной связи и транзистор работает на участке с большой крутизной характеристики.

У полевых транзисторов с индуцированным каналом прин­ципиально необходима подача напряжения смещения от вне­шнего источника, так как в случае его отсутствия транзистор будет заперт. Температурная стабилизация также осуществля­ется за счет последовательной ОС, которая вводится с по­мощью резистора R_И, включенного в цепь источника (рис. 4.18, г).

Следует отметить, что температурные изменения тока стока в полевых транзисторах во много раз меньше изменений коллекторного тока у биполярных транзисторов. Поэтому, как правило, обеспечение требуемой температурной стабиль­ности не вызывает больших затруднений.

Обратная связь на переменном токе устраняется путем шунтирования резистора R_и конденсатором большой емкости, так чтобы в диапазоне рабочих частот выполнялось условие Z_И→0.

И в более сложных случаях, когда вместо резисторов R_к и R_c включен активный прибор, общий подход остается неизменным. Покажем это на примере каскада (рис. 4.19, а). В нем роль резистора R_c выполняет транзистор VT2. Для нахождения его вольт-амперной характеристики при данной схеме включения используем семейство статических

Рис. 4.19. Включение в цепь стока транзистора VT\ нелинейного сопротивления нагрузки (транзистора VT2) (а); построение вольт-амперной характеристики транзистора VT2 (б) и нахождение геомет­рического места точек возможных режимов работы (в); передаточная характеристика (г)

характеристик транзистора VT2 (рис. 4.19, б). Так как затвор электрически соединен со стоком, то U_СИ=U_ЗИ. Задавая на оси ординат значения напряжения U_си, например 5 В, и используя кривую семейства характеристик транзистора, снятую при данном значении напряжения U_ЗИ (в рас­сматриваемом случае 5 В), находим значение тока /_с. Изменяя значения напряжения U_си и соответственно учитывая новые значения напряжения U_ЗИ, получим ряд значений тока /_с, которые соединяем плавной кривой 1 (рис. 4.19, б), представляющей собой вольт-амперную характеристику тран­зистора VT2.

Для нахождения геометрического места точек, характеризу­ющих совместную работу двух нелинейных приборов, на семействе вольт-амперных характеристик транзистора VT1 (рис. 4.19, в) построим вольт-амперную характеристику тран­зистора VT2 (кривая 1). При этом используем уравнение

где U_СИ1 и U_СИ2— падение напряжения на транзисторах VT1 и VT2.

Задавая напряжение U_СИ1, из (4.74) находим значение U_си2. По кривой 1 на рис. 4.19, б определяем ток /_с, соответствующий U_СИ2, и откладываем его на семействе характеристик (рис. 4.19, в) для напряжения £/_СИ1. Полученные точки соединя­ем кривой. Геометрическое место пересечений кривой с семей­ством вольт-амперных характеристик транзистора характеризу­ет возможные режимы работы данного каскада. Так, например, если с помощью резисторов R₁, R₂ (рис. 4.19, а) задать на затворе транзистора VT1 напряжение 6 В, то рабочая точка находится в положении 0 (рис. 4.19, в), а падение напряжения и ток резистора соответственно равны U_сио, /со- При измене­нии напряжения затвора, например при подаче усиливаемого сигнала, напряжение U_ВЫX(U_СИ1 = U_вых) будет изменяться. При­чем чем положе идет кривая 1 (рис. 4.19, в), тем большее изменение U_вых вызывает одинаковое приращение потенциала затвора транзистора VT1. Соответственно большим будет коэффициент усиления.

Используя рис. 4.19, в можно построить передаточную или проходную характеристику каскада (рис. 4.19, г). Для этого по оси абсцисс откладывают значения U_ЗИ, которые характеризуют входное напряжение, а по оси ординат — U_вых = U_CИ1. Наличие зоны неопределенности выходного напряжения обусловлено тем, что когда транзисторы VT1, VT2 заперты, выходное напряжение зависит от паразитных сопротивлений и малых токов утечек, оценка которых обычно не проводится.

Аналогичным образом подходят к анализу статического режима в других более сложных случаях. При применении ЭВМ соответствующий анализ проводят в аналитическом виде.