ПРИЛОЖЕНИЯ

Приложение1

ПРИЛОЖЕНИЯ

Приложение 1

Продолжение таблицы

DataSocket – протокол обмена, поддерживаемый LabVIEW, для

совместного использования динамически меняемых данных

ПРИЛОЖЕНИЯ

Приложение2

ОПИСАНИЕ МОДЕЛЕЙ РАДИОКОМПОНЕНТОВ И ИХ ПАРАМЕТРОВ

При задании номиналов резисторов, конденсаторов, индуктивностей,

частот, времени и т.д. применяется масштабирование чисел с помощью следующих приставок: фемпто- f = 10–15; пико- p = 10–12; нано- n = 10–9; микро U = 10–6; милли- m = 10–3; кило- k = 103; мега- meg = 106; гиго- g = 109;

тера- t = 1012.

Моделиисточниковсигналов

Источникипостоянноготокаинапряжения

В системе моделирования применяют источники постоянного напряжения (VDC) и источники постоянного тока (IDC) (рис. П.2.1). Первые имеют внутреннее сопротивление, равное нулю, вторые – равное бесконечности. Параметром, характеризующим источник напряжения, является разность потенциалов создаваемая на клеймах, для источника тока – это сила тока.

Рис. П.2.1. Модели источников постоянного питания:

I1 – источник постоянного тока; V2 – источник постоянного напряжения

Источниксинусоидальногосигнала

Синусоидальная функция описывается выражениями:

y(t) = y0 + ya·sin(2π·φ / 360) при 0 ≤ t ≤ td,

y(t) = y0 + ya·exp[–(t – td)·df]· sin[2π·f·(t – td) + 2π·φ / 360) при t ≤ td.

Параметры функции приведены в табл. П.2.1.

Внешние виды источников, описывающих синусоидальную зависимость тока и напряжения, приведены на рис. П.2.2.

ПРИЛОЖЕНИЯ

Приложение 2

а б

Рис. П.2.2. Источники синусоидального сигнала: а – источник напряжения; б – источник тока: VOFF, IOFF – постоянная составляющая сигнала;

VAMPL, IAMPL – амплитуда; FREQ – частота

Параметры сигнала td, df, φ при необходимости вводятся в окне свойств (параметров) модели (рис. П.2.3).

Рис. П.2.3. Фрагмент окна свойств модели источника синусоидального напряжения

На рис. П.2.4 приведены графики функции при различных значениях df:

ПРИЛОЖЕНИЯ

Приложение 2

а б

Рис. П.2.4. Незатухающая (а)/df = 0 и затухающая; (б)/df > 0 синусоидальные функции

Модельрезистора

В программе OrCAD 9.2 используются две модели резисторов – идеальная и реальная. Идеальная модель резистора – это идеальный элемент, обладающий только заданным сопротивлением. В реальной модели учитываются температурные коэффициенты сопротивления, которые рассчитываются по формуле:

<Rnom> ·R[1 + TC1(t – tnom) + TC2(t – tnom)],

где Rnom –номинальное сопротивление; R – масштабный множитель сопротивления; TC1 и TC2 – линейный и квадратичный температурные коэффициенты сопротивления – 1/ºС, 1/ºС2 (берутся из справочника исходя из типономинала элемента, например, 1200·10–6 1/ºС для резисторов МЛТ- 0,5); tnom – номинальная температура окружающей среды (по умолчанию 27 ºС); t –текущая (рабочая) температура.

Если указан экспоненциальный температурный коэффициент сопротивления, то сопротивление резистора рассчитывается по формуле

< Rnom > ·R · 1,01ТCE ( t – tnom),

где ТСЕ – экспоненциальный температурный коэффициент.

Модельконденсатора

Конденсатор используется как идеальный элемент или как встроенная модель.

В реальной модели учитываются температурные коэффициенты и зависимости емкости от приложенного напряжения:

<Сnom>·C·(1 + VC1·V + VC2·V2) · [1+TC1·(t – tnom)+TC2·(t – tnom)2],

где Сnom – номинальная емкость; С – масштабный множитель емкости; V – приложенное напряжение; VC1 и VC2 – линейный и квадратичный коэффициенты напряжения; ТC1 и ТC2 – линейный и квадратичный температурный коэффициенты емкости (берутся из справочника исходя из типонoминала элемента).

ПРИЛОЖЕНИЯ

Приложение 2

Зависимость С(V) учитывается только при расчете переходных характеристик. При расчете частотных характеристик VC1 = VC2 = 0.

Модельдиода

Схема замещения полупроводникового диода (рис. П.2.5) состоит из идеального диода, изображенного в виде нелинейного зависимого источника тока I(V), емкости p–n-перехода С и объемного сопротивления RS. Параметры математической модели диода приведены в табл. П.2.2

K (катод)

Рис. П.2.5. Нелинейная модель полупроводникового диода

Таблица П.2.2

Параметры модели диода

ПРИЛОЖЕНИЯ

Приложение 2

Окончание табл. П.2.2

Температурнаязависимость

Зависимость параметров элементов эквивалентной схемы диода от температуры устанавливается с помощью следующих выражений:

IS(T) = IS exp {EG (T) / [N·Vt(T)] T / Tnom – 1)}·(T / Tnom)XTI/N; ISR(T) = ISR exp {EG(T) / [N·Vt(T)]T/Tnom – 1)}·(T / Tnom)XTI/N;

IKF(T) = IKF [1 + TIKF(T – Tnom)];

BV(T) = BV[1+TBV1(T – Tnom)+TBV2(T – Tnom)2];

Rs(T) = Rs[1+TRS1(T –Tnom)+TRS2(T – Tnom)2];

VJ(T) = VJ·T / Tnom – 3Vt(T)ln(Tt / Tnom) – EG(Tnom)T / TnomT + EG(T);

CJO(T) = CJO{1 + M[0,0004 (T – Tnom)+1 – VJ(T) / VJ]};

KF(T) = KF·VJ(T) / VJ ;

AF(T) = AF·VJ(T) / VJ ; EG(T) = EG0 – aT2/(b + T),

где EG(Tnom) – ширина запрещенной зоны при номинальной температуре (1,11 эВ для кремния; 0,67 эВ для германия; 0,69 эВ для диодов с барьером

Шотки при температуре 27 °С). Значения параметров IS, Vt, VJ, CJO, KF, AF, EG берутся для номинальной температуры Tnom; для кремния EG0 = 1,16 эВ, a = 7·10–4, b = 1108; XTI = 3 для диодов с p–n-переходом и XTI = 2 для диодов с барьером Шотки.

ПРИЛОЖЕНИЯ

Приложение 2

Приведенные выше выражения описывают диоды с p–n-переходом, включая и стабилитроны. Диоды с барьером Шотки также характеризуются этими зависимостями, но они обладают очень малым временем переноса TT~0, и более чем на два порядка большими значениями тока диода I. При этом ток насыщения определяется зависимостью IS = K·T·exp(–φb / Vt), где K – эмпирическая константа; φb – высота барьера Шотки.

Модельбиполярноготранзистора

В программе OrCAD 9.2 используется схема замещения биполярного транзистора в виде адаптированной модели Гуммеля –Пуна, которая по сравнению с исходной моделью позволяет учесть эффекты, возникающие при больших смещениях на переходах. Эта модель автоматически упрощается до более простой модели Эберса – Молла, если опустить некоторые параметры. Эквивалентные схемы этих моделей для n–р–n- структуры изображены на рис. П.2.6. Параметры полной математической модели биполярного транзистора приведены в табл. П.2.3.

a

Рис. П.2.6 Схема замещения биполярного n–р–n-транзистора: а – модель Гуммеля – Пуна; б – передаточная модель Эберса – Молла; принятые обозначения: IB – ток базы; IC – ток коллектора; IBE – ток коллектора в нормальном режиме; IBC1 – ток коллектора в инверсном режиме; IBE2, IBC2 – составляющие тока перехода база-эмиттер, вызванные неидеальностъю перехода; IS – ток подложки; UBE, UBC – напряжения на переходе внутренняя база-эмиттер и внутренняя база-коллектор; UBS – напряжение внутренняя базаподложка; UBN – напряжение внутренняя база-подложка для режима квазинасыщения; UBX

– напряжение база-внутренний коллектор; UCB – напряжение внутренний коллекторвнутренний эмиттер; UJS – напряжение внутренний коллектор-подложка для NPN- транзистора, напряжение внутренняя подложка-коллектор для PNP-транзистора или напряжение внутренняя база-подложка для LPNP-транзистора

ПРИЛОЖЕНИЯ

Приложение 2

б

Рис. П.2.6. Окончание

ПРИЛОЖЕНИЯ

Приложение 2

Продолжение табл. П.2.3

ПРИЛОЖЕНИЯ

Приложение 2

Окончание табл. 2.3

* Только для модели Гуммеля – Пуна.

Примечание. В круглых скобках в левой графе таблицы указаны альтернативные обозначения параметров. Параметр RB для модели Эберса – Молла имеет смысл объемного сопротивления базы, не зависящего от тока базы. Остальные параметры имеют одинаковый смысл для моделей Эберса – Молла и Гуммеля – Пунна.

Температурнаязависимость

Зависимость параметров элементов эквивалентной схемы биполярного транзистора от температуры устанавливается с помощью следующих выражений:

IS(t) = IS·exp[EG(t) / Vt(t)·(t / tnom – 1)]·(t / tnom)XTI;

ISE(t) = (ISE / bf)·exp[EG(t) / (NE·Vt(t))·(t / tnom – 1)]·(t / tnom)XTI/NE;

ISC(t) = (ISC / bf)·exp[EG(t) / (NC·Vt(t))·(t / tnom – 1)]·(t / tnom)XTI/NC;

ISS(t) = (ISS / bf)·exp[EG(t) / (NS·Vt(t))·(t / tnom – 1)]·(t / tnom)XTI/NS;

BF(t) = BF· bf , BR(t) = BR· bf , bf = (t / tnom) XTB;

RE(t) = RE[1 + TRE1(t – tnom) + TRE2(t – tnom)2];

RB(t) = RB[1 + TRB1(t – tnom) + TRB2(t – tnom)2];

RBM(t) = RBM[1 + TRM1(t – tnom) + TRM2(t-tnom)2];

RC(t) = RС[1 + TRC1(t – tnom) + TRC2(t – tnom)2];

VJE(t) = VJE·t / tnom – 3·Vt·ln(t/tnom)-EG(tnom)·t/tnom+EG(t);

VJC(t) = VJC·t / tnom – 3 Vt·ln(t/tnom)-EG(tnom)·t / tnom+EG(t);

VJS(t) = VJS·t / tnom–3 Vt·ln(t/tnom)-EG(tnom)·t / tnom+EG(t);

CJE(t) = CJE{1 + MJE[0,0004(t – tnom) + 1 – VJE(t) / VJE]};

CJC(t) = CJC{1 + MJC[0,0004(t – tnom) + 1 – VJE(t) / VJC]};

CJS(t) = CJS{1 + MJS[0,0004(t – tnom) + 1 – VJE(t) / VJS]};

KF(t) = KF·VJC(t) / VJC ;

AF(t) = AF·VJC(t) / VJC.

Модельполевоготранзисторасуправляющимp–n-переходом

Полевые транзисторы с управляющим p–n-переходом (JunctionFET) описываются моделью Шихмана – Ходжеса в соответствии с эквивалентной схемой, представленной на рис. П.2.7. Параметры модели полевого транзистора приведены в табл. П.2.4.

s (исток)

а

S

б

Рис. П.2.7. Нелинейная (а) и линейная (б) схемы замещения полевого транзистора с управляющим p–n-переходом и каналом n-типа

ПРИЛОЖЕНИЯ

Приложение 2

Окончание табл. П.2.4

Полевой транзистор обедненного типа характеризуется отрицательными значениями VT0 < 0 (для каналов p- и n-типа), а транзистор обогащенного типа положительными VT0 ≥ 0.

На схеме приведенной, на рис П2.7, б, дополнительно включены источники флуктуационных токов. Тепловые шумы, создаваемые резисторами RS, RD, имеют спектральные плотности: SRS = 4kT / RS , SRD = 4kT

/ RD. Источник тока Iшd, характеризующий дробовой и фликкер-шум, имеет

спектральную плотность SD = 8kT·GM / 3+KF·IdrainAF / f, где GM = dIdrain /dVGS – дифференциальная проводимость в рабочей точке по постоянному току.

Температурнаязависимость

VTO(t) = VTO + VTOTC ·(t – tnom);

BETA(t) = BETA·1,01BETATCE(t – tnom);

IS(t) = IS ·exp[EG(tnom) / (N · Vt)·(t / tnom – 1)]·(t / tnom)XTI /N;

ISR(t) = ISR ·exp[EG(tnom) / (NR ·Vt)·(t/tnom–1)]·(t / tnom)XTI /NP;

PB(t) = PB·t / tnom – 3Vt ln(t / tnom) – EG(tnom)· t / tnom + EG(t);

CGS(t) = CGS{1 + M[0,0004(t – tnom) + 1 – PB(t) / PB]};

CGD(t) = CGD{1 + M[0,0004(t – tnom) + 1 – PB(t) / PB]};

KF(t) = KF ·PB(t) / PB;

AF(t) = AF ·PB(t) / PB.

ПРИЛОЖЕНИЯ

Приложение 2

Модельполевоготранзисторасизолированнымзатвором

Полевые транзисторы с изолированным затвором (МОП-транзисторы, MOSFET) описываются шестью разными системами уравнений, выбор которых осуществляется параметром LEVEL, принимающим значения 1–6. Модель первого уровня (LEVEL = 1) используется в тех случаях, когда не предъявляются высокие требования к точности моделирования вольтамперных характеристик транзистора, в частности при моделировании МОПтранзисторов с коротким или узким каналом. Модели второго (LEVEL = 2) и третьего (LEVEL = 3) уровней учитывают более тонкие физические эффекты. Параметры модели четвертого-шестого уровней (LEVEL = 4 – 6) рассчитываются по справочным данным с помощью специальной программы идентификации. Все модели имеют одну и ту же эквивалентную схему, изображенную на рис. П.2.8, а.

Параметры моделей МОП-транзистора уровней 1–4 приведены в табл. П.2.5.

S (исток)

а

Рис. П.2.8. Нелинейная (а) и линейная (б) схемы замещения МОП-транзистора с каналом n-типа