шпоргалка / Экзамен распечатано / 18-36

18. Статические ВАХ тр-ра в схеме с ОБ; модуляция шири-ны базы. Тр-р в каждой схеме включения хар-ся 4 семейства-ми статических хар-тик: 1) I_к=f(U_к) при I_вх=const–это выходные или колл-ые хар-ки; 2) I_вх=f(U_вх) при U_к=const– входные хар-ки; 3) I_к=f(I_вх) при U_к=const – хар прямой передачи по току; 4) U_вх= =f(U_вых) при I_вх=const – хар обратной связи по U. Знаки I и U при построении хар-тик не учитываются. Входные (эмм-ые) стат хар тр в схеме с ОБ пред собой зависимость I_э=f(U_эб) при U_к=const.

Входная хар-ка при Uк=0 подобна прямой ветви ВАХ. При подаче на p-n-p тр отриц-го колл-го U, вх хар-ка смещается влево. Влияние U_к на положение вх хар-ки свидетельствует о наличие в тр внутр обратной связи. При подаче или увел по модулю U_к появл-ся или увел-ся I_кбо и ум-ся составляющая I_эрек из-за расширения К перехода и соответствующего этому ум-ие ширины Б. Этот эффект наз модуляцией ширины базы. Выходные (колл-ые) хар-ки тр в схеме с ОБ пред собой зависи-мость I_к=f(U_к) при I_э=const.

Вых хар-ка при I_э=0 явл обратной вествью ВАХ диода. Увел-е I_э ведет к сдвигу хар-ки вверх и влево. При обратносмещенном К переходе наблюд-ся незначительное ув-ие наклона хар-к при повышении I_э. Это объясняется косвенным влиянием U_к на вел-ну I_кр, т.е.с ув-ием U_к ум-ся толщина Б и I_эрек, ═> I_кр несколько ув-ся. При относительно больших I_э вых хар-ки сближаются, т.к. при этом происходит относит-ое ув-ие I_эрек и I_эн, т.е. статич-ий коэф прямой передачи по току α ум-ся.

19. Статические ВАХ тр-ра в схеме с ОЭ. Вх и вых статич хар-ки пред собой зависимости: I_б=f(U_бэ) при U_к=const; I_к=f(U_к) при I_б=const:

При U_к=0 нулевая вх хар-ка пред собой суммарную хар-ку Э и К переходов, соединенных ║ и подключенных к источнику пи-тания в прямом направлении, т.е. I_б=I_э+I_к. Отключ-ие К несущ-но влияет на вх хар, т.к. I_б в основном опр-ся r_б. При небольшом отриц U на К I_к меняет свое направл на обыч-ное и I_б становится разностным I_б=I_э-I_к. В рез-те I_б резко ум-ся, а вх хар располагается значительно ниже нулевой. При дальне-йшем ув-ии по модулю U_к вх хар незначит-но смещается впра-во и практически сливается с хар-ми, снятыми при дальней-шем ув U_к. Вых хар-ки – это зависимости I_к от U_к, при различ-ных знач I_б=const. Нулевая вых хар про-ходит ч/з начало координат и в рабочей области, т.е. │U_к│≥1 В располагается на уровне β_и∙I_кбо. При ув-ии I_б вых статич хар-ки сдвигаются вверх и по сравнению с общей Б имеют примерно в β раз больший наклон и более разковыраженное сближение при значительных I_б. Статич ВАХ тр с ОЭ и ОК примерно одинаковы.

20. Схемы замещения транзисторов. СЗТ могут соответство-вать их физ пар-рам, а также пар-рам, харак-щим их как линей-ный 4-х полюсник. Достоинство: они наглядны и непоср-но хар-ют физ св-ва 3-х слойной п/п структу-ры. СЗТ в физ пар-рах предс в виде Т-образной схемы. Для включ тр-ра с ОБ и ОЭ они имеют вид:

Эти схемы справедливы для лин уч-ков статич-ких ВАХ тр-ра, для малых изменений I и U. Пар-ры СЗ с ОБ: 1) r_э=dU_эб/dI_э=φ_т/I_э (U_кб=const) дифференц сопр эм-го перехода позволяет учесть связь м/у U и I_э; 2) объемное сопр Б r_б. Опр-ся в напр-ии протекания Iб в слое Б от границы Э перехода; 3) эквивал-ый источник тока αI_э. Он учитывает транзитную составляющую приращения I_э, про-ходящую ч/з Б в К; 4) r_к=dU_кб/di_к (I_э=const). Дифферен-ое сопр К перехода (включ в обратном напр). Оно учитывает измене-ние I_к с изменением U_кб вследствие модуляции ширины Б; 5) источник напряж μU_кб. Он опр-ет напряж внутр полож обратной связи и отражает влияние эффе-кта модуляции Б на вх цепь тр-ра.; 6) емкости Э и К пере-ходов С_э, С_к. Диф-ая и барьерная емк-ти Э перехода больше таковых К перехода; 7)α=dIк/dI_{э]Uкб=const}-диффер коэф передачи тока. Зависит от частоты усиливаемого сигнала; 8) Граничная частота f_α, при к-ой модуль α ‌ ум-ся в √2 раз.

В Т-образной СЗТ с ОЭ пар-ры r_э и r_б имеют тот же физ смысл, что и в схеме с ОБ. Источник тока здесь показан, как βI_б, т.к. вх током в этой схеме явл I_б. Сопр К перехода r*_к=r_к/(β+1), ана-логично С*_к=С_к(β+1) и влияние ее в обл-ти повышенных час-тот значительно больше, чем С_э, поэтому С_э обычно не учиты-вают. Граничная частота f_β=f_α/(β+1), т.е. частотные св-ва тр-ра в схеме с ОЭ хуже, чем в схеме с ОБ.

21. Усилители эл. сигналов. Классиф-ция. Электронным ус наз устр-во, позволяющее преобразовывать вх электр сигналы в сигналы большей мощности на выходе. Это совершается за счет энергии источника питания. Все ус делятся на 2 класса с лин и нелин режимом работы. К лин ус предъявляется требование min искажения усиливаемого сигнала. Важнейшим показателем лин ус явл АЧХ, показывающая завис-сть модуля коэф-та усиления по U от частоты. В зависимости от вида АЧХ лин ус подразделяются на: 1) ус пост тока УПТ; 2) ус звуковых частот; 3) ус выс частот; 4) широкополосные ус; 5) узкополосные ус.

Нелин ус хар-ся зависимостью коэф-та усиления от вел вх сигнала. Такие ус применяются для преобразования усиливаемого сигнала. Они используются и для усиления импульсов (нелин импульсные ус).

Как правило, ус состоит из нескольких каскадов, каждый из к-ых выполняет свои ф-ции. По кол-ву каскадов ус делятся на одно- и многокаскадные. Соединения каскадов осущ-ся либо только по переменному I, либо гальванически. В посл случае с выхода предыд-го на вход последующего каскада передается переменная и пост составляющая U или I. Такой класс ус наз ус с непосредственной связью. Частным их случаем явл УПТ. В УПТ для связи каскадов по перемен I и разделения по пост I используются различ эл-ты, что позволяет классифицировать ус след образом: 1) ус с RC-связью, где разделительным элементом явл конденсатор; 2) ус с трансформаторной связью; 3) ус со связью ч/з колебательный контур. В зав-ти от назначения ус различают: 1) ус U, на выходе к-ых получают усиленное U, повторяющее по форме вх сигнал; 2) ус I; 3) ус P, позволяющие получить значит усил Р вх сигнала.

22 Характеристики и параметры усилителей. АЧХ идеаль- ного и реального ус:

Полоса рабочих частот ус ограничена верхней и нижней частотами f_в и f_н. Эти ч-ты опр-ся по АЧК,когда К_u/К_uo=0,707. Для ус хар-ым явл наличие лин искажений, обусловленных зав-тью коэф ус-я от частоты. Мерой лин или частотных искажений, вносимых ус-ем на граничных частотах, служит коэф ч-ых искажения М_н=К_Uo/K_Uв или М_в=К_Uo/К_Uв. Обычно допустимые величины М_н и М_в не превышают √2. Важными парам-ми ус явл коэф усиления по U, I, P. Коэф ус-я по U опр-ся как К_u=dU_вых/dU_вх, где U_вых и U_вх амплитудные знач-я переменных напряжений. При послед-ом соед-ии N каскадов К_u опр-ся: К_u=К_u1∙ ∙К_u2∙…∙К_uN=U_выхN/U_вх. Вел-на коэф ус-я по U зависит от частоты и амплитуды сигнала, направления источника питания и др факторов, т.е. он явл комплексной вел-ой. Коэф ус-я по U в дБ опр-ся: К_UдБ=20lg∙(U_вых/U_вх)=20lgК_U. Коэф ус-я по I: К_i=di_вых/di_вх=I_вых/I_вх, где I_вых и I_вх – амплитуды переменных составляющих токов в лин ус. Коэф ус-я по Р: К_р=Р_вых/Р_вх=К_u∙К_i. Завис-сть амплитуды U_вых от ампл U_вх при пост частоте вх сигнала наз амплитудной хар-кой ус. Эта хар-ка для лин ус пред собой прямую линию. Амплитуд- ная хар-ка ус:

1-2-3 - рабочий уч-к с лин коэф усиления. Амплит-ная хар-ка не проходит ч/з начало коор-т из-за наличия на выходе U собственных шумов ус. Уч-к ниже т.1 не используется. По вел-не U_min/K_u0 опред-ют чувствительность ус. Шумовые св-ва ус оценивают коэф шума F, показывающим во ск-ко раз отношение Р сигнала, к Р шумов на выходе ус хуже этого же отношения для ненагруженного ист-ка сигнала. D=U_max/U_min - динамический диапазон ус. При изменении частоты вх сигнала U на выходе ус изменяется по амплитуде и по фазе. Зав-сть фазового сдвига сигнала от частоты пред собой ФЧХ ус. ФЧХ не искажающего ус должна пред собой прямую линию. Нелиней-ные искажения имеют существенное знач-е при больших амплитудах сигнала. Нелин искажения приводят к появлению высших гармоник в вых сигнале. Эти искажения оцениваются коэф гармоник (нелин искажений): К_г=√I₂²+I₃²+…/I₁. Ус со стороны вх зажимов хар-тся R_вх=dU_вх/di_вх, а со стороны вых: R_вых. Важным пар-ром ус явл-ся его КПД: η=Р_вых/Р_о. Вел-на КПД ус опр-ся его вых-ми каскадами, т.к. в них происходит наибольшее потребление мощности от источника питания.

23.Обратные связи в усилителях. ОС в общем виде наз-ют передачу энергии из вых цепи ус в его вх цепь. ОС м/б искус-ственной, вводимой для улучшения хар-ик ус и повышения стабильности его работы, а также паразитной, возникающей за счет нежелательного влияния вых цепей ус на его вх цепи. Сруктурная схема ус с ОС: на рис k – коэф ус-ия ус. ǽ-коэф передачи цепи ОС.

Различают ОС по I и по U. ОС по U - ОС, при к-ой сигнал обратной связи пропорционален U_вых и исчезает при КЗ нагрузки. ОС по I пропорциональна I_вых и сохраняется при КЗ нагрузки, т.к. сигнал ОС по I образ-ся на допо-лнительном резисторе, включ-ом в цепь I_вых. По способу подачи сигнала ОС во вх цепь различают: 1) последов-ую ОС, когда во вх цепи складываются U-я ОС и вх сигнала; 2) || ОС, когда во вх цепи склад-ся I вх сигнала и I цепи ОС. Если при введении ОС коэф усиления возр-ет, то такая ОС наз положительной (ПОС), если же коэф усиления ум-ся, то она наз отрицательной (ООС). По кол-ву каскадов, охватываемых ОС, она делится на местную, действующую в одном каскаде и общую, охватывающую весь ус или несколько каскадов. ОС м/б только по переменному I, только по пост I, а также по перем или пост I или U одновременно.

24. Усилитель на биполярном транзисторе на схеме с ОЭ. Усилительный каскад на бип тр, включенном по схеме с ОЭ:

Пост-ые составляющие I-ов и U-ий опр-ют режим покоя или рабочую точку (I и U покоя). Ввиду того, что I_к ус-го каскада может протекать только в одном направлении, необх-мо, чтобы пост составляющие токов и U-ий были не меньше перем-х составляющих. Резисторы R_б и R_к задают токи покоя I_б и I_к. На резире R_к выделяется также и усиленное переменное U. Токи покоя: I_кп=(E_к-U_кэп)/R_к; I_бп=(E_к-U_бэп)/R_б≈E_к/R_б. Такая схема наз схемой с фиксирован-ным I_б. Конденсаторы С_р1, С_р2 явл-ся разделительными. Их R в раб диапозоне частот должно быть значительно меньше R_вх и R_н. Ус работает след обр: при полож-ом приращении Uвх, отриц-ое Uбэ уменьшается, I_б падает, поэтому ум-ся I_к, а отриц-ое U_кэ ув-ся, т.е. приращение сигнала на вых ус противоположно по знаку приращ вх сигнала. Т.о фазы вх и вых сигналов отличаются на 180гр.

Графический анализ схемы заключ в построении линий нагрузки на вых ВАХ, т.е. зависимости I_к от Uкэ при опр-ой величине R_к. Эта зав-сть линейна и строится по ф-ле: I_к=(Е_к-U_кэ)/R_к При подключении R_н ч/з разделительный конд-тор С_р2 эк-вивалентная нагрузка опр-ся парал-ным соединением R_к и R_н2. Величины I_к и U_вых будут опр-ся проекциями точек В′ и С′ на оси коор-т

25. Расчет ус-ля с ОЭ с помощью экв-ной схемы в области средних частот. Эквивал схема в области ср частот:

Генератор тока βI_б нагружен на 2 ׀׀-ые цепи: 1) r_к^*; 2) R_кн+r_э. Опр-им I_к,: I_к=βI_б[r_к*/(r_к*+R_кн+r_э)]≈βr_к*/(r_к*+R_кн)∙I_б. βе=β[r_к*/(r_к*+R_кн)] – эквив- ый коэф передачи по I в схеме с ОЭ. Тогда I_к=βеI_б и эквивал-ая схема ус принимает вид:

В этой схеме в вых цепи включен идеа-льный генератор тока, вел-на к-ого зав-ит от R_кн, при R_кн<<r_к^*, βе≈β, а при R_кн→∞, βе=0. R_вх=U_вх/I_вх=U_бэ/I_б. Из схемы видно, что U_вх=I_б(r_э+r_б)+βeI_бr_э= =I_бr_б+I_б(βe+1)r_э, откуда r_вх=U_бэ/I_б=r_б+(βe+1)r_э. Со стороны зажимов источника вх сигнала R_вх сниж-ся, т.к. вход ус зашунтирован резистором R_б, т.е. R_вх=r_вх ׀׀ R_б. Коэф усиления по I: к_i=I_вых/I_вх=I_к/I_б=βе при отсутствии рез-ра R_н.

Если нагрузка подключена ч/з разделительный конд-р, то коэф I по отношению к нагрузке: к_iн=I_н/I_б=(I_н/I_к)∙(Iн/I_б)= βе[R_к/(R_к+R_н)] отсюда видно, что с ростом R_н коэф к_iн ум-ся. Усиление по от-ношению к I генератора вх сигнала: к_iк=I_н/I_г=(I_н/I_г)∙(I_б/I_г)= =βе[R_к/(R_к+R_н)∙R′_г/(R′_г+r_вх)], где R′_г=R_г ׀׀ R_б (R_г параллель с ре-зистором R_б), а R_г – сопр эквив-ого источника тока I_г. Коэф. ус-я по U: K_U=U_вых/U_вх=I_к∙R_кн/I_б∙r_вх=βeR′_кн/r_вх=K_i∙R_кн/r_вх. Коэф ус по отнош к ЭДС вх сигнала: K_Uг=U_вых/E_г=U_вых/U_вх∙U_вх/E_г= =K_U∙U_вх/Е_г.

E_г=I_г(R_г+R_вх); U_вх/E_г=I_вх∙R_вх/I_г(R_г+R_вх)=R_вх/(R_г+R_вх)

К_uг=βeR/r∙ R_вх/(R_г+R_вх);R_вх=r_вх║R_б при больших R_б, R_вх≈r_вх, тогда К_uг≈βe∙[R_кн/(R_г+r_б+r_э∙(βe+1))]=βe=R_кн/R_г+r_вх. Коэф ус-я по Р:К_р=Р_вых/Р_вх=U_вых∙I_вых/U_вх∙I_вх=K_U∙K_i.

Когда R_г=R_вх, коэф ус по Р: К′_р=Р_вых/(Е_г∙I_г/4)= 4К_uг∙K_iг. Из эквивал схе-мы видно, что R_вых опр-ся в основном ׀׀-ым соединением r_к^* и R_к, т.к. обычно r_к^*>>R_к, то в первом приближении можно считать, что R_вых≈R_к и составляет единица кОм. Полное выр-е для R_вых имеет вид: R_вых=R_к║[r_к*+r_э║r_б/(β+1)]. Вывод: ус с ОЭ обла-дает R_вх порядка единиц кОм или сотен Ом, К_u>>1, К_i>>1. R_вых на зажимах тр-ра имеет порядок r_к^*, а со стороны зажимов нагрузка R_вых≈R_u. Фаза U_вых противоположна фазе U_вх

26. Усилитель по схеме с ОБ – применяется как с двумя (рис. а), так и с одним (рис. б) источником питания.

В схеме б база тр-ра не заземлена по переменному I ч/з конденсатор большой емкости С_б. Вх сигнал подается на резисторе R, относит-но общей шины. U_вых снимается с кол-ра. В схеме а резисторы R_к и R_э задают токи покоя след обр: I_кп=(E_к-U_кбп)/R_к; I_эп=(E_э-U_эбп)/ /R_э. Е_э>>U_эбп и I_э≈E_э/R_э и сущ-но не меняется при смене тр-ра и изменении темп-ры окружающей среды, что обеспечивает стабильность I_к, т.к. I_к=αI_э+I_кбо. При подаче на вход U полож-ой полярности, U_эб возрастает, след-но возрастают I_э и I_к. При падении U на рез-ре R_к U_к ув-ся, а потенциал кол-ра относит-но общей шины становится менее отриц-ым, след-но U на кол-ре имеет положит приращение, т.о. фазы вх и вых сигналов совпадают. Эквивал схема ус с ОБ для области ср частот имеет вид: (в, г).

Для упрощения анализа в схеме в преобразуем, заменив зависимый генератор αI_э, зашунтированный резистором r_к≈1 мОм, идеальным генератором αеI_э, где αе=α(r_к/(r_к+ +R_кн)), схема примет вид, приведенный на рис г. R_вых относ-но зажимов тр-ра: r_вых=U_вх/I_вх=U_вх/I_э=1/I_э(U_rэ+U_rб)=1/I_э(I_эr_э+I_бr_б)=1/I_э[I_эr_э+I_э(1-αe)r_б]=r_э+r_б(1-αe). При работе ус с токами в ед-цы мА r_вх резко увел-ся, т.к. r_э=φ_т/I_э. При норм-х токах эм-ра в ед-цы мА r_вх растет с увел-ем R_кн. Когда R_кн→∞, αе→∞ и тогда r_вх=r_вхmax=r_б+r_э. Для I_к=0, т.е. когда R_кн= ∞, r_вх для схемы с ОБ будет = r_вх для схемы с ОЭ, а связь м/у ними для I_к≠0 можно установить: r_вхоэ/(βe+1)=r_б/(βe+1)+r_э=r_э+r_б(1-αe)=r_вхоб. R_вых на зажимах рез-ра нагрузки R_н опр-ся величиной кол-го резистора R_к, т.е. R_вых≈R_к. Ус с ОБ при I_э>>1мА имеет малое R_вх порядка десятков Ом R_i<1. K_u>>1, если R_кн>>r_вх, R_вых со стороны зажимов нагрузки R_вых≈R_к, U_вх и U_вых совпадают по фазе.

27. Ус по схеме с ОК. Принципиальнаяо(а) и эквивал(б) схема ус с ОК для обл-ти сред частот имеет вид:

В схеме с ОК резисторы R_б и R_э задают токи в режиме покоя. U вх сигнала пода-ется м/у базой и общей шиной, а вых снимается м/у эм-ром и общей шиной. Кол-р по перемен I заземлен ч/з R_внутр источника питания и явл-ся общей точкой для вх и вых цепей. В следствие такой подачи сигнала в схеме сущ-ет ООС по U-ю с коэф передачи æ_u=1, т.к. U_бэ=U_вх-U_ос=U_вх-U_вых. При подаче положит-го приращения вх сигнала на базу тр-ра отн-но общей шины, I_б, I_к и I_э умен-ся, ум-ся также U_вых . Т.о. приращение вых сигнала имеет положит полярность. Схема с ОК не инвертирует фазу усиленного сигнала. Осн пар-ры ус: 1. r_вх=U_вх/I_б, где U_вх=I_б∙r_б+ +I_э[(r_э+R_эн)║r_к*]=I_бr_б+ +I_б(β+1)∙[r_к*║(r_э++R_эн)] откуда r_вх=r_б+ +(β+1)∙[r_к*║(r_э+R_эн)], обычно r_к*>>(r_э+R_эн), а R_эн>>r_э, поэтому: r_вх≈r_б+(β+1)R_эн. Пренебрегая первым слагаемым и учитывая, что β>>1, получим: r_вх≈βR_эн . С ростом R_ен увел r_вх, но при больших R_эн необ-мо учитывать r_к*: r_вх=β(R_эн║r_к*). Если R_эн>>r_к*, то r_вх=βr_к*, что в свою очередь прим-но равно r_к=0,5-2 мОм. С учетом резистора R_вх схемы, применяют непосредственную связь каскада: R_вх=r_вх║R_б. 2. Коэф ус-я по I. При r_к*>>R_эн K_i=I_вых/I_вх=I_э/I_б=β+1. 3. Коэф ус-я по U. При r_к*>>R_эн , r_э<<R_эн , то K_U=U_вых/U_вх=I_эR_эн/I_бr_вх= (β+1)R_эн/r_вх= =[(β+1)R_эн]/[r_б+(β+1)R_эн]. В связи с тем, что в схеме с ОК U на вых повторяет вх сигнал по вел и фазе, эту схему наз эммиторным повторителем. Коэф ус-я по U по отношению к ЭДС генер-ра вх сигнала K_Uг=U_вых/E_г=U_вых/U_вх∙U_вх/E_г=[(β+1)R_эн/r_вх]∙[(R_б║r_вх)/R_г+R_б║r_вх]= [(β+1)R_эн/r_вх]∙[R_вх/(R_г+R_вх)]. 4. R_вых. Оно зависит от R источника сигнала и м/б найдена при r_к*>>R′_г , R′_г=R_г║R_б по ф-ле: R_вых=r_э+(R_г′+r_б)/(β+1). При больших значениях R′_г необх-мо учитывать влияние r_к*: R_вых=R_э║[(R′_г+r_б)/ /(β+1)]║r_к*+r_э]. 5. К_р=K_U∙K_i≈K_i, т.е. К_Рок<<К_Роэ. Вывод: схема с ОК имеет высокое R_вх (ед-цы-десятки кОм). R_вых при обычных R_г мало (десятки Ом). Фазы вз и вых U совпадают К_р≈К_i. Схема имеет стабильную вел-ну К_U≈1 и большой диапазон вх сигнала за счет 100% ООС по U.

28. Многокаскадные ус-ли с R-C связью. Схема 2каскадного ус с R-C связью на тр-рах, включенных по схеме с ОЭ:

Резисторы R_э предназначены для термостабилизации каскадов. Их шунтирование конденсаторами C_э не позволяет ум-ся коэф усиления по перем I. Схема задания потенциала базы с помощью делителя U (R₁,R₂) наз схемой с фиксир-ым потенциалом базы. Расчет эл-тов ус ведется из условия обеспечения требуемых значений K_i, K_u, R_вх, R_вых, коэф нелин-х искажений К_г в заданной полосе частот делителя от f_н до f_в при заданных коэф частотных искажений М_н и М_в. Величины емкостей разделительных конденсаторов Ср1, Ср2, Ср3 и конд-ров в цепях эм-ов С_э1, С_э2 выбираются такими, чтобы в полосе рабочих частот их R было очень мало. В общем случае включение разделит конд-ов приводит к сниже-нию коэф ус-я в обл НЧ. С умен-ем частоты усиливаемого сигнала, R конденсаторов С_э увел-ся. Это приводит к появлению заметного падения U ООС, что снижает К_u ус. В обл ВЧ необх-мо учитывать снижение β с увел-ем частоты, ум-ие емкостного R кол-го перехода, а также емкость нагрузки С_н. АЧК ус с RC связью имеет вид:

R_вх многокаскадного ус опр-ся R_вх 1-го каскада, R_вых последнего. Коэф ус-я частотных и нелинейных искажений ус находятся как произведение этих пар-ов всех каскадов.

29. Ус-ли пост-го тока (УПТ). УПТ предназначены для ус-я медленно изменяющихся во времени сигналов, частота к-ых м/б близка к 0. Поэтому в УПТ связь м/у каскадами осущ-ся непоср-но или элементами, обеспечивающими связь по пост I. АЧК УПТ имеет вид:

Все изменения пост U на выходе одного каскада, воспринимаются и усиливаются всеми последующими каскадами. Самопроизвольное отклонение U на вых ус от начального значения наз дрейфом усилителя. Причины дрейфа ус: 1. нестабильность U источников питания; 2. темпер-ая и вре-менная нестабильность пар-ров тр-ров и резисторов; 3. низкочастотные шумы и помехи. Опред-ие величины дрейфа производится при закороченном входе УПТ путем измерения ∆U_{вых дрейфа} за опред-ый промежуток времени. Для сравнения различ-х ус используется понятие приведенного дрейфа: ℮_др=∆U_{вых др}/К_u. Схема двухкаскадного однотактного УПТ имеет вид:

Тр-ры в ус включены по схеме с ОЭ, а кол и базы тр-ров соседних каскадов соединены непосредственно. Для выравнивания потенциала кол-ра VT1 и базы VT2 в цепь эмм-ра VT2 включен резистор Rк2. Одновременно рез-ры R_э1 и R_э2 осущ-ют термостабилизацию начального режима каскадов ус.

Источник U_{комп.вх} необх-им для того, чтобы при ℮_др=0, U_бп1 соответ-ло требуемому значению U в режиме покоя и I ч/з исто-чник сигнала были =0. Нагрузка R_н включена м/у кол-ром VT2 и средней точкой делителя R3, R4. Это необх-мо для того, что-бы U_н было =0, при ℮_др=0. Коэф ус-я по U. R_к║r_вх≈R_к, r_вх>>R_г. K_U1≈βe₁[R_к1║r_вх2/r_вх1]≈βe₁∙R_к1/βe₁∙R_э1=R_к1/R_э1. K_U2≈βe₂[R_к2║(R_н+ +R₃║R₄)]/r_вх2≈[R_к║(R_н+R₃║R₄)]/R_э2≈(R_к2║R_н)/R_э2 при условии R_н>>R₃║R₄. K_u=K_u1∙K_u2= R_к1/R_э1∙(R_к2║R_н)/R_э2. С ростом числа каскадов, потенциал базы от каскада к каскаду становится бо-лее отриц-ым, поэтому R_э необх-мо увеличивать, а R_к – умень-шать. Получение больших К_u в однотактных УПТ затруднено.

30. Дифференциальные усилительные каскады. Сущест-венное ум-ие дрейфа УПТ достигается в параллельно-балансных или диф ус-ых каскадах. Наиболее распространенная схема ДУК имеет вид:

ДУС строится в виде сбалансированного моста, 2 плеча к-ого образованы резисторами R_к1, R_к2, а 2 других – тр-ами VT1, VT2. U_вых снимается м/у кол-ами тр-ров или с кол-ров относительно общей шины. Эл-ты VT3, VT4, R1, R2, R3 и Е_к2 пред собой ист-к стабильного тока I_э. I_э опр-ет сумму эмм-ых токов I_э1 и I_э2. Тр VT4 в диодном включении используется в кач-ве эл-та температурной конфинцации. Определим U м/у точками 1-2. Учтем, что I_б3<<I_э, поэтому I_’3≈I_к=I_э. Тогда U_бэ3+I_эR₃=I₁R₂+U_бэ4. I₁=(E_к2-U_бэ4)/(R₁+R₂)≈E_к2/(R₁+R₂). I_э=[I₁R₂+(U_бэ4-U_бэ3)]/R₃. Величина про-изведения I₁ на R₂ в этом выр-ии >> разности (U_бэ4-U_бэ3), поэтому вел-на I_э опр-ся в основном R₂, R₃, I₁. Диф кас-кад может усиливать сигналы 2-х ист-ков U_вх1 и U_вх2 и одного источника. В посл случае вх сигнал подается на базу одного из тр-ров при заземленной базе другого или непосред-но м/у базами обоих тр-ров, при этом вход диф каскада наз дифференциальным. Питание диф кас осущ-ся от 2-х послед-но соединенных источников Е_к1 и Е_к2 с общим Е_п=Е_к1+Е_к2. Если R_к1=R_к2 равны, а тр-ры VT1, VT2 идентич-ны, то U на кол-ах VT1=VT2, а U_вых=0. Высокая стабильность вых пар-ров диф каскада обуславливается тем, что при одинаковом дрейфе в обоих усилительных каналах напряжения на кол-рах изменятся на одну и ту же величину.

31. Операционные усилители. ОУ – ус, с помощью к-го мож-но строить узлы аппаратуры с пар-ми практически зависящими только от свойств цепи ООС, подключенной к ОУ. Операционными они названы потому, что первоначально использовались гл образом для выполнения разл матем-их операций над аналоговыми величинами. В наст время осн-е назначение ОУ – это построение схем с фиксированным К_u и точно синтезированной передаточной хар-кой. ОУ исп-ся для построения стабилизаторов U, генераторов аналогового и импульсного сигнала, активных фильтров, масштабирующих, логариф-щих, диффер-щих, интегрир-щих и др усилителей. Основной ОУ явл ОПТ с верхним каскадом ус-я по диф схеме. ОУ име-ют 2 входа: неинвертир и инвертирующий. Промежуточные каскады ус-я как правило также строятся по балансной схеме и предназначены для получения большого К_u. Вых каскад согласует большое R_вых каскадов ус-я с низкоомной нагрузкой. Обычно он вып-ся по 2-х тактной схеме. ОУ получает питание от 2-х симметричных источников, обеспечи-вающих одинак по величине положит и отриц амплитуды U_вых. УГО:

∆-ки в УГО обращены одной из вершин вправо, что символизирует направление передачи сигнала.

32. Основные хар-ки и пар-ры ОУ. ОУ хар-ются усили-тельными, вх, вых, энегретическими, дрейфивыми, частотными и скоростными пар-рами и хар-ками. Амплитудная хар-ка – это зависимость величины вых сигнала от вел вх.

Наклонным уч-кам соотв-ет пропорциональная зав-сть U_вых от U_вх. Угол наклона опр-ся коэф ус-я К_U=dU_вых/dU_вх. Гориз-ые уч-ки соотв-ют полностью насыщенному или закрытому состоянию тр-ров вых-го каскада. U⁺_выхm,U^-_выхm близки кU источников питания. Для реальных ОУ при U_вх=0, U_вых≠0. Наличие конечного R_вх у ОУ опр-ет протекание I_вх. Для защиты ОУ м/у его входами включают встречно-параллельно 2 диода:

U_дф, U_сф - это U одинаковой фазы на входах относ-но общей шины. Вых пар-рами ОУ кроме U⁺_выхm явл R_вых и I_выхm. Энегретическими пар-ми явл I_потр и Р_потр. К частотным хар-кам и пар-рам относ-ся АЧХ, f_среза, f₁, f_вп (верхнего пропускания). АЧХ имеет спадающий хар-р в обл-ти 1:

Спад АЧХ обусловлен частотной зав-тью

пар-ров и паразитными емкостями схемы ОУ. По граничной частоте f_вп оценивают полосу пропускания частот ус. Динамическими пар-ми ОУ явл скорость распространения U_вых, скорость отклона и время установления U_вых. Скорость наростания U_вых V_Uвых=∆U/∆t и опр-ся на уч-ке увеличения U_вых от уровня 0,1 до 0,9 установившегося знач-я:

Время установления t_уст – это интервал времени в течение к-го U_вых изм-ся от 0,1 до 0,9 установившегося значения. Высокие качественные показатели совр-ых ОУ позволяют при анализе схем считать, что у ОУ: К_u→∞; К_i→∞; R_вх→∞; R_вых→0.

33.Использование ОУ для реализации звеньев систем регулирования. Инвертирующий ус – это ус, инвер-ий фазу вых сигнала относ-но входного. Его схема имеет вид:

Если принять, что R_вхОУ→∞, то I_вхОУ=0. В этом случае I_вх=I_ос (U_вх-U_о)/R1=-(U_вых-U_о)/R_ос (1). Если К_U→∞, то U_о=U_вых/ /К_U→0. В этом случае U_вх/R1=-U_вых/R_ос. Т.о. К_U=U_вых/U_вх, опр-ся пар-рами внеш-х эл-тов К_Uинв=-R_ос/R1. Если R_ос=R1, то К_Uинв=-1 и получаем повторитель сигнала, т.к. U₀≈0, то R_вхинв=dU_вх/di_вх=R1, а R_вых=[R_выхОУ(1+ +R_ос/R1)]/К_U (4) при К_u→∞, то R_выхи→0. Неинвертирующий ус. Схема подключения ОУ имеет вид:

Т.к. U_о≈0, то U на входах ОУ будут:U^-_вх=U⁺_вх, т.е. U_вх=U_вых[R1/(R_ос+R1)]. Откуда К_Uн=1+R_ос/R1. При R_ос=0 и R1=∞ приходим к схеме повторителя с К_Uп=1, его схема имеет вид:

R_вх неинв ус опр-ся R_вхОУ и очень велико, а R_вых→0, согл ф-ле (4). R_вх опр-ся по ф-ле: R_вхн=R_вхОУ∙К_U/К_Uн. Для повторителя U К_Uп=1 и R_вхп=R_вхОУ∙К_U; R_выхп=R_выхОУ/К_U.

Неинвертирующий сумматор выполняется на основе неинв ус.

При U_о=0, U_вхи=U_н=R1/(R1+R_ос)∙U_вых. При R_вхОУ→∞, то I⁺_вх= =0, ═> ∑_v=1ⁿI_i=0. Выразим их ч/з U и R: (U₁-U_н)/R+(U₂-U_н)/R+…+(U_n-U_н)/R=0. Отсюда U₁+U₂+…+U_n=nU_н=nR1/(r1+R_ос)∙U_вых ═> U_вх=(R1+R_ос)/nR1∙(U1+U2+…+U_n). Обычно R1 и R_ос выбирают, чтобы (R1+R_ос)/nR1=1.