multisim / ЛабРаб-2011 doc / лр3

лабораторная работа № 3 (лр 3)

АКТИВНЫЕ фильтры, корректирующие цепи и генераторы колебаний на операционных усилителях

ЦЕЛЬ РАБОТЫ: Исследование схем активных фильтров, корректиру­ющих цепей с заданной передаточной функцией, генераторов колебаний различной формы на операционных усилителях, а также применение таймера КР100ВИ1 для построения импульсных устройств.

В лабораторной работе исследуются:

активные фильтры нижних частот первого и второго порядков (рис 3.2);

активные фильтры верхних частот первого к второго порядков (рис 3.3);

полосовые фильтры с RC-цепями, с двойным Т-образным мостом, на основе моста Вина (рис3.4; 3.5,в; 3.6,б);

корректирующие цепи: интегрирующие, дифференцирующие, интегродифференцирующие (рис.3.7, 3.8, 3.9, 3.10);

генератор синусоидальных колебаний (рис.3.11);

генераторы сигналов прямоугольной, треугольной, пилообразной формы (рис.3.12, 3.13, 3.14);

таймер NE555 (аналог кр1006ви1) для построения импульсных устройств: мультивибратора, одновибратора, генератора сигналов пи­лообразной формы, широтно-импульсного преобразователя (рис.3.16 - 3.19)

Лабораторная работа выполняется на панели П2 “АКТИВНЫЕ ФИЛЬТ­РЫ и ГЕНЕРАТОРЫ”.

краткие СВЕДЕНИЯ из ТЕОРИИ

Активные фильтры - это безындуктивные частотные фильтры, в которых в качестве элемента схемы использован активный элемент (усилитель).

Фильтром называют четырехполюсник, предназначенный для выделения из состава, подведенного к его входу сложного электрического колебания частотных составляющих, расположенных в заданной области, и для подавления частотных составляющих, расположенных во всех других областях частот.

Область частот, где фильтр усиливает или мало ослабляет си­гнал, называют полосой пропускания, а область частот, где ослабление входного электрического колебания велико - полосой подавления. Фильтры классифицируются в зависимости от взаимного расположения полосы пропускания и полосы подавления (рис.3.1).

Фильтр нижних частот (ФНЧ) пропускает на выход все частоты, начиная от нулевой (постоянный ток), и до некоторой заданной час­тоты f_С, и ослабляет все частоты, превышающие f_C; частотная харак­теристика такого фильтра показана на рис.3.1,а. Диапазон частот от нуля до f_С называется полосой пропускания, а диапазон частот, превышающий f_В, - полосой подавления (или заграждения). Интервал частот между f_С и f_В называется переходным участком, а скорость, с которой на этом участке изменяется величина ослабления, является важной характеристикой фильтра. Частота f_С - это та частота, при которой напряжение на выходе фильтра падает до уровня 0,707 от напряжения в полосе пропускания U_П (т.е. падает на 3 дБ); частота f_В - это частота, при которой выходное напряженно на 3 дБ выше, чем выходное напряжение в полосе подавления.

Фильтр верхних частот (ФВЧ) ослабляет все частоты, начиная от нулевой и до частоты f_С, и пропускает все частоты, начиная с f_C и до верхнего частотного предела схемы. Частотная характеристика ФВЧ показана на рис.3.1,б.

Полосовой фильтр (ПФ) пропускает, как показано на рис.3.1,в, все частоты в диапазоне от нижней частоты f₁ до верхней f₂. Все частоты ниже f₁ и выше f₂ ослабляются. Диапазоны частот от f₁ до f₁ и от f₂ до f₂ являются переходными участками. Геометрическое среднее частот f₁ и f₂ называют средней (центральной) частотой f₀, т.е. f₀=.

Полоса пропускания В =f₂-f₁; добротность Q связывает сред­нюю частоту полосы пропускания и ее ширину на уровне 3. дБ:

(3.1)

Режекторный (заграждающий) полосовой фильтр (РФ) ослабляет частоты от f₁ до f₂ , а все остальные частоты пропускает (рис.3.1,г). Заграждающий полосовой фильтр с узкой полосой ослабляемых частот называют фильтром-пробкой.

Схемы активных фильтров нижних и верхних частот первого и второго порядков приведены соответственно на рис.3.2 и 3.3. В этих схемах каждая из RС-цепей вносит в наклон частотной характеристи­ки на переходном участке 20 дБ/дек. Схемы, содержащие по две RC-цепи (r₁C₁ и R₂C₂), имеют второй порядок. Сопротивления R_A и R_B определяют коэффициент усиления в полосе пропускания К_П по формуле:

(3.2)

Характеристика фильтров второго порядка вблизи границы полосы пропускания формируется за счет обратной связи, которая осуществля­ется через конденсатор C1 в случае фильтра нижних частот или через сопротивление R1 в случае фильтра верхних частот. Если R1=R2=R и C1=C2=C, то

(3.3)

Схема полосового фильтра с положительной обратной связью (R5) приведена на вис.3.4,а. Цепь R1 и C1 формирует часть характеристи­ки, соответствующих фильтру нижних частот, а цепь R2 и С2 - часть характеристики, с ответствующую фильтру верхних частот. Коэффици­ент усиления в полосе пропускания К_П= R₄ /R₃+ 1. Если C1=C2=C, R1=R5=R, R2=2R, то резонансная частота:

(3.4)

Схема полосового фильтра с параллельной обратной связью по­казана на рис.3.4,б. Обратная связь в этой схеме осуществляется одновременно через включенные параллельно R2 и C2 (отсюда и назва­ние схемы). Часть характеристики, соответствующая фильтру нижних частот, формируется с помощью цепи R1 и C1, а часть, соответствую­щая фильтру верхних частот, - с помощью цепи R2 и С2. Такая обрат­ная связь обеспечивает положение максимума характеристики вблизи частоты f₀=. Сопротивление R3 служит для увеличения R_ВХ и обеспечивает возможность задавать коэффициент усиления в полосе пропускания. Схема остается работоспособной, если исключить сопро­тивление R3, однако при этом ее добротность будет зависеть от коэффициента усиления в полосе пропускания K_П.

Характеристики фильтра при R4=R2 и C1=C2=C определяются следующими соотношениями:

При R3=∞ , (3.5, а)

а при R3≠∞ (3.5, б)

Резонансную частоту f₀ можно варьировать, изменяя величину сопротивления R3, что не приведет к изменению коэффициента передачи на резонансной частоте и полосы пропускания фильтра.

Узкополосные усилители и режекторные фильтры можно построить на основе ОУ и частотно-избирательных RC-цепей.

На рис.3.5,а изображена схема двойного Т-образного моста, ко­торый имеет частотную характеристику, “непрозрачную” на единственной частоте.

(3.6)

Частотная характеристика этого моста имеет малую добротность Q_М = 0,25. Чем выше точность, с которой подобраны элементы моста по соотношениям С – С2 и R – R/2, тем ближе к полной непрозрачности глубина режекции на частоте f₀. Если входное напряжение имеет ну­левую или очень низкую частоту, то U_ВЫХ=U_ВХ так как постоянный потенциал передается через резисторы R; на очень высокой частоте сигнал проходит через конденсаторы. На некоторой средней частоте f₀ ответвление входного тока через цепи C – R/2 и R – C2 таково, что на диагонали моста АБ напряжение равно нулю, поэтому U_ВЫХ=0.

На базе двойного Т-образного моста строят заграждающие (режекторные) фильтры (рис.3.5,б); добротность схемы зависит от точ­ности согласования номиналов элементов, а также от уровня сигнала обратной связи, подаваемого в точку В.

Если включить схему двойного Т-образного моста в цепь обрат­ной связи ОУ (рис.3.5,в), то на частоте f₀ rc-цепь будет иметь весьма большое сопротивление, а коэффициент передачи ОУ будет наи­больший и равным K_П = R₂/R₁. Добротность избирательного усилителя будет зависать от коэффициента передачи ОУ к добротности RC - цепи: Q≈Q_МК_U.

Мост Вина (ркс.3.6,а), широко используемый в фильтрах и генераторах, состоит из реактивной (левая по схеме) и активной ветвей. Эта схема - квазирезонансная. Напряжение нулевой и очень низкой частоты через последовательный конденсатор C1 на выход не проходит (U_ВЫХ=0),а ток очень высокой частоты замыкается через па­раллельный конденсатор C2 (U_ВЫХ=0). Максимальный коэффициент пере­дачи реактивной части моста U_ВЫХ/U_ВХ=1/3 наблюдается на частоте f = 1/2πRC, если R1=R2= R и C1= c2=C. Номиналы реактивной части моста Вина могут быть разными, тогда частота резонанса

(3.7)

На рис.3.6,б приведена схема узкополосного избирательного усилителя с мостом Вина в цепи обратной связи ОУ.

Корректирующие звенья находят широкое применение в системах автоматического управления, в аналоговой и цифровой обработке сиг­налов в качестве интеграторов, дифференциаторов, фазосдвигателей. Эти звенья могут быть построены на активных элементах (усилителях) и rc-цепях.

На рис.3.7,а . приведена схема интегратора, передаточная функция которого при отсутствии R2 (R2 =∞) имеет вид

(3.8)

где T₁= R₁C - постоянная времени интегратора, p= - символ диф­ференцирования.

Логарифмическая амплитудная характеристика l (ω)= 20lg |W(jω)| имеет наклон -20 дБ/дек и пересекает ось частот при ω_C=1/T₁. Инте­гратор вносит постоянный сдвиг по фазе φ(ω)= -90° (рис.3.7,б).

Если интегратор схвачен обратной связью (R2≠∞),то передато­чная функция устройства (рис.3,7,а) будет соответствовать инерци­онному (апериодическому) звену

(3.9)

где T=R₂C, K= R₂/R₁, f_C=1/2πRC - сопрягающая частота.

Логарифмические амплитудная и фазовая характеристики звена приведены на рис.3.7,в. Фазовый сдвиг, вносимый апериодическим звеном, изменяется от 0° (при ω→0) до -90° (при ω→∞), причем при ω_С = 1/Т φ(ω_С)=-45°.

Схема дифференцирующего звена приведена на рис.3.8,а. Если , R1=0,то звено имеет передаточную функцию вида

Практическая реализация такой дифференцирующей, схемы затруднена, т.к. схема неустойчива. Устраняется этот недостаток включением ре­зистора R1≠0, тогда передаточная функция звена имеет вид

(3.10)

где K= R2/R1, T=R₁C, f_C= 1/2πR₁C - сопрягающая частота.

Логарифмическая амплитудная и фазовая характеристики диффе­ренцирующего звена при R1=0 и R1≠0 приведены соответственно на рис.3.8,б и 3.8,в. Звено вносит сдвиг по фазе, изменяющийся от +90° (При ω→ 0) до 0° (При ω→∞).

Схема форсирующего звена, приведенная на рис.3.9,а, имеет пе­редаточную функцию вида:

а) при R4=0

(3.11)

где К= R2/R1, Т = R₁C, f_C=1/2πR₁C;

б) при R4≠0

(3.12)

где K= R2/R1, T₁= (r₁+R₄)C, T₂= R₄C, f₁=1/2πC(R₁+R₄), f₂=1/2πCR₄; f₁, f₂ - сопрягающие частоты.

Логарифмические амплитудная и фазовая характеристики форси­рующего звона приведены на рис.3.9,б(R4= 0) и рис.3.9,в (R4≠0).

Схема, приведенная на рис.3.10,а в зависимости от значений параметров может быть использована для реализации:

а) реального дифференцирующего звена (r1= ∞)

(3.13)

где T₁=R₂C₁, T₂=R₂C₂, если C1=C2=C, то T1=T2=T и. сопрягаю­щая частота f_C=1/2πR₂C;

б) интегродифференцирующего звена(R1≠∞)

(3.14)

где K= R2/R1, T₁=R₁C₁, T₂=R₂C₂, ω₁=1/T₁, ω₂=1/T₂.

Если K>1, т.е. R₂>R₁, то T₂>T₁ и ω₂<ω₁, если K<1, т.е. R₂<R₁, то T₂<T₁ и ω₂>ω₁. Логарифмические амплитудная и фазовая характеристики реального дифференцирующего и интегрирующего звеньев приведены соответственно на рис.3.10,б(R1=∞), рис.3.10,в(R1≠∞, K>1) и рис.3.10,г(R1≠∞, K<1).

Генераторами называются электронные схемы, формирующие периодическое напряжение требуемой формы.

Низкочастотные генераторы гармонических сигналов строят на основе RC-цепей и ОУ. На практике широкое распространение получили генераторы синусоидальных колебаний на основе моста Вина (рис.3.11).

Для получения гармонического колебания необходимо выполнить условия устойчивости генерации: произведение коэффициентов переда­чи RC-цепи и усиления ОУ должно быть точно равно единице, а сдвиг фаз по петле положительной ОС должен быть близок к нулю или кратен полному числу периодов колебания частоты ω₀. Так как коэффициент передачи моста Вина на частоте "резонанса" составляет 1/3 при нулевом сдвиге фаз, то коэффициент усиления схемы включения ОУ должен быть равен 3. Для ускорения запуска схемы необходимо, чтобы в начальный момент коэффициент усиления ОУ был больше 3. Если после установления режима окажется K_u > 3, то сигнал будет ограничиваться, (иметь трапецеидальную форму), если K_u<3, колебания будут затухать. Для точной фиксации равенства K_u=3 используются различные нели­нейные элементы, например, лампа накаливания, схема автоматической регулировки усиления на полевом приборе.

Для обеспечения K_u=3 выбирают R2=R1/(2+ε), где ε- положи­тельное число, значительно меньшее единицы. Однако невозможно по­добрать величины сопротивлений R1 и R2 с такой точностью, чтобы обеспечить стабильность амплитуды сигнала, поэтому эти величины необходимо автоматически регулировать в зависимости от амплитуды выходного сигнала. Для этого в схеме на рис.3.11 используется по­левой транзистор VT. Сопротивление канала R_СИ полевого транзистора для достаточно малых величин U_СИ зависит только от величины управляющего напряжения U_ЗИ. Часть напряжения с инвертирующего входа ОУ1 подается на резистор R2. Последовательное соединение сопротивлений R_СИ и R2 должно дать величину сопротивления, равную R1/(2+ε). Минимальное значение, которое может принять сопротивление канала R_СИ, равно R_{СИ ОТКР}. Следовательно, величина r2 должна выбираться мень­шей, чем 1/2R₁- R_{СИ ОТКР}. При подаче напряжения на схему вначалеV_З=0 и R_СИ= R_{СИ ОТКР}. При выполнении условия выбора величины R2 сопротивление последовательной цепи R2 и R_СИ будет меньше чем 1/2r1. При этом на резонансной частоте выходное напряжение моста Вина U_Д будет иметь достаточно большую величину, возникнет генера­ция, и амплитуда колебаний начнет возрастать. Если выходное напря­жение генератора выпрямить и подать на VT, то потенциал затвора транзистора становится отрицательным, и величина R_СИ увеличивает­ся. Амплитуда выходного сигнала будет нарастать, пока не будет вы­полнено условие

Коэффициент нелинейных искажений выходного напряжения генера­тора в значительной степени зависит от линейности выходных характеристик полевого транзистора. Она может быть значительно повышена, если часть напряжения сток-исток vt суммировать с напряжением на затворе. Для этого в схеме служат резисторы R3 и R4. Конденсатор С3 предназначен для того, чтобы через инвертирующий вход ОУ1 не протекала постоянная составляющая тока, которая может привести к смещению нуля выходного напряжения. Обычно выбирают, R3≈R4.

Если в качестве резисторов R применить переменные резисторы, то резонансную частоту схемы можно плавно изменять. Частота гене­рации моста Вина определяется по формуле 3.7.

Установившаяся амплитуда выходного напряжения зависит от параметров полевого транзистора vt. Стабильность амплитуды не может быть высокой, так как для того, чтобы получить требуемое изменение сопротивления канала полевого транзистора vt, необходимо наличие определенного изменения амплитуды выходного напряжения. Этот недо­статок устраняют введением промежуточного каскада усиления управ­ляющего напряжения полевого транзистора (рис.3.11).

С выхода выпрямительной схемы абсолютная величина выходного переменного напряжения генератора поступает на схему модифициро­ванного пропорционально-интегрирующего регулятора, выполненного на 0У2. Регулятор устанавливает напряжение на затворе полевого тран­зистора vt таким, чтобы среднее значение входного напряжения на усилителе 0У2 равнялось нулю. При этом среднее значение выходного напряжения равняется опорному напряжению U_ОП. Постоянная вре­мени ПИ-регулятора должна быть достаточно велика по сравнению с периодом колебаний, так как в противном случае коэффициент усиления его будет изменяться в течение периода отдельного колебания, что приведет к заметным искажениям выходного сигнала.

Схема, приведенная на рис.3.12, представляет собой простой генератор сигналов прямоугольной формы. Стабилитроны vd, включенные по последовательно-встречной схеме, стабилизируют амплитуду выход­ного напряжения, ограничивая её величинами +U_СТ и –U_Ст. Эти преде­лы ограничения не обязательно должны быть симметричными, хотя обычно они таковы. Параметры резистора R_OC. И конденсатора C вместе с усилителем, действующим в качестве компаратора, обеспечивают вре­менные соотношения в схеме. Положительная обратная связь реализу­ется с помощью делителя напряжения R3 и R4, подключаемого к неинвертирующему входу усилителя. Коэффициент обратной связи равен

при R1»R3 и R4 (3.15)

Входные резисторы R1 используются для того, чтобы гарантиро­вать высокое полное входное сопротивление усилителей, снабженных защитой входа при больших дифференциальных сигналах.

Для рассмотрения работы схемы предположим, что полярность вы­ходного сигнала переключается с отрицательной на положительную. Конденсатор C, имеющий отрицательный заряд, начинает заряжаться по­ложительно. Когда напряжение конденсатора достигнет напряжения на неинвертирующем входе ОУ, которое должно быть равно +U_ВЫХβ=+U_СТβ, выход схемы переключается, его напряжение становится отрицательным и цикл повторяется. Период колебаний такого генератора для симмет­ричных сигналов прямоугольной формы составляет

Если β=0,473, тогда

и (3.16)

Максимальная частота ограничивается скоростью нарастания вы­ходного напряжения ОУ. Стабильность частоты зависит в первую оче­редь от стабильности параметров стабилитронов и конденсатора. Ре­зистор r5 служит для ограничения тока, протекающего через стабили­троны.

Сигнал треугольной формы можно получить однократным интегри­рованием сигнала прямоугольной формы. Это наиболее простой способ получения сигналов треугольной формы. 3 схеме генератора, приведен­ного на рис.3.13, используется этот подход. 0У2 представляет со­бой интегратор, неинвертирующий вход которого присоединен к симметрирующему потенциометру R_СИМ. Элементы интегратора R1 и C обеспе­чивают требуемые временные соотношения. За счет установки R1 изме­няется частота колебаний схемы. Так как напряжение на R1 равно ±U_СТ и напряжение в суммирующей точке ОУ2 остается равным U_СИМ (благодаря обратной связи), то ток, протекающий через r1, будет постоянным. Постоянный ток заряда конденсатора C определяет линей­ность формы выходного напряжения. Сигнал с выхода 0У2 черев потен­циометр R_ОС подается обратно на неинвертирующий вход 0У1, который представляет собой компаратор. r_ОС устанавливает коэффициент об­ратной связи контура и тем самым определяет амплитуду сигнала тре­угольной формы. Потенциометр R_СДВ подключенный к инвертиртирующему входу 0У1, устанавливает сдвиг выходного сигнала путем задания опорного напряжения компаратора. Симметрия формы выходного сигнала достигается установкой R_СИМ.

Рассмотри один цикл работы генератора. Предположим, что выход 0У1 (на рис.3.13 обозначен U₁) положителен и равен +U_CT. Конденса­тор интегратора C начнет линейно заряжаться через сопротивление r1. Напряжение обратной связи, приложенное к неинвертирующему вхо­ду компаратора 0У1 с выхода 0У2, составляет

Где K=R_ОС/( R_ОС+ R_ОС). Когда это напряжение под действием изменяю­щегося благодаря заряду конденсатора C отрицательного выходного напряжения станет равным U_СДВ, выход 0У_ изменит свою полярность с +U_СТ до –U_СТ. Теперь конденсатор C будет заряжаться в противопо­ложном направлении, вызывая появление на выходе линейно изменяющегося положительного сигнала.

Когда напряжение, подаваемое на неинвертирующий вход ОУ1, сравняется с U_СДВ, выходное напряжение 0У1 переключится с -U_СТ до +U_СТ. Это вызовет изменение знака наклона линейного сигнала на вы­ходе с положительного на отрицательный. Напряжение прямоугольной формы получается на выходе ОУ1, а треугольной формы - на выходе ОУ2. Почти каждый параметр напряжения треугольной формы регулиру­ется. Максимальная частота выходного сигнала ограничивается скоро­стью нарастания напряжения на выходе 0У2 или способностью 0У1 от­давать ток и определяется тем из этих факторов, который в наиболь­шей степени ограничивает частоту.

Генератор напряжения линейной пилообразной формы можно выпол­нить по схеме рис.3.14. Эта схема отличается от генератора напря­жения треугольной формы тем, что в ней не требуется управления симметрией, поскольку предполагается, что выходной сигнал должен быть асимметричным. Конденсатор C разряжается через r2 недостаточ­но быстро (вследствие ограничения выходного тока 0У1), поэтому в схеме использован дополнительный транзистор vt на выходе 0У1 для приведения схемы в исходное состояние.

Таймер - функциональная ИС, предназначенная для формирования точных интервалов времени или последовательности импульсов со ста­бильными частотами. Таймер КР1006ВИ1 (аналог таймера NE555) - наи­более распространенная микросхема.

Блок-схема таймера приведена на рис.3.15. Опорное напряжение для компараторов обеспечивается с помощью делителя напряжения r-r-r. Опорные напряжения составляют 2/3U_П для порогового компара­тора (К2) и 1/3U_П, для компаратора триггера (k1). Триггер устанав­ливается (приводится в положение, когда на его выходе высокий уро­вень напряжения) с помощью порогового компаратора при U_ПОР> 2/3U_п. Высокий уровень напряжения на выходе триггера вызывает переход вы­ходного напряжения дополнительного выходного каскада на низкий уровень и отпирание разряжающего транзистора VT1.

Триггер устанавливается в нуль (переходит на низкий уровень выходного сигнала) с помощью компаратора K1 всякий раз, когда U_ТРГ<1/3U_П. Низкий уровень выходного напряжения триггера вызывает переход выходного напряжения схемы на высокий уровень, и запирание транзистора VT1. Низкое напряжение на выводе "сброс" (4) вызывает отпирание транзистора VT1 и немедленное понижение выходного напря­жения.

Подача напряжения на управляющий вывод (5) позволяет менять опорное пороговое напряжение. Управляющее напряжение меняет часто­ту следования импульсов при работе схемы таймера в режиме мульти­вибратора и ширину импульса при работе этой схемы в режиме одновибратора за счет изменения опорного напряжения компаратора К2. Ког­да этот вывод схемы не используется, то для предотвращения нежела­тельной модуляции от помех необходимо присоединить конденсатор ем­костью 0,01 мкФ между управляющим выводом и землей.

Автоколебательный мультивибратор (автогенератор) генерирует последовательность прямоугольных импульсов напряжения с заданными значениями частоты и скважности. Схема включения таймера в режиме автогенератора показана на рис.3.16. Входы обоих компараторов (вы­воды 2 и 6) соединяются. Для улучшения формы выходных импульсов времязадающий резистор составляют из двух R1 и R2. Когда приклады­вается напряжение U_П, U_ВЫХ приобретает высокий уровень и конденса­тор C1 заряжается до напряжения U_П со скоростью, устанавливаемой сопротивлениями R1 и R2. При U_С1= 2/3U_П пороговый компаратор K2 (рис.3.15)устанавливает высокий уровень на выходе триггера, U_ВЫХ переходит на низкий уровень и открывает разряжающий транзистор таймера vt1. Конденсатор C1, задающий временной интервал, теперь разряжается через vt1 и r2. Когда U_C1= 1/3U_П, компаратор триггера K1 устанавливает триггер в нулевое положение (низкий уровень выхо­дного напряжения триггера), U_ВЫХ переходит на высокий уровень и запирает разряжающий транзистор таймера vt1. Этот процесс затем повторяется.

Время заряда t₁ конденсатора С1 (уровень выхода высокий), вре­мя разряда t₂ (уровень выхода низкий), период установившейся после­довательности импульсов T и частота генерации f на выходе мульти­вибратора определяются параметрами схемы:

t₁=0,693*(R1+R2)*C1; t₂=0,693*R2*C1;

(3.17)

T=t₁+t₂=0,693*(R1+2R2)*C1; ;

Частота генерации от напряжения питания не зависит.

Ждущий мультивибратор (одновибратор) генерирует калиброван­ный по времени импульс как отклик на каждый внешний импульс запус­ка (точнее, на отрицательный перепад).

На рис.3.17 показано включение таймера в режиме одновибратора. В ждущем режиме разряжающий транзистор таймера vt1 (рис.3.15) подключается параллельно времязадающему конденсатору C1 и служит для его быстрого разряда по сигналу от триггера. На вывод 2, име­нуемый входом триггера, подается напряжение высокого уровня. При этом компаратор триггера K1 будет удерживать триггер в положении, при котором уровень его выходного напряжения будет высоким, тран­зистор vt1 будет включен, напряжение U_ВЫХ будет иметь низкий уро­вень. Так как транзистор vt1 включен конденсатор C1, задающий рас­пределение интервалов времени, не может разряжаться. Если к выводу 2 приложить мгновенный импульс (0,1мкс <t_ИМП <t, где t -длитель­ность генерируемого импульса) с отрицательной амплитудой, меньшей 1/3U_П, то триггер вернется в нулевое положение (низкий уровень вы­ходного напряжения), транзистор vt1 окажется запертым и установит­ся высокий уровень выходного сигнала. Конденсатор C1 теперь будет заряжаться через r1, пока U_С1 не достигнет значения 2/3U_П. В этот момент времени пороговый компаратор K2 устанавливает на выходе триггера напряжение высокого уровня, U_ВЫХ низкого уровня и отпирает vt1. Конденсатор C1 быстро разряжается через vt1. Схема подготовлена к приходу следующего импульса запуска.