![](/user_photo/2706_HbeT2.jpg)
(по цифровому вещанию) Dvorkovich_V_Cifrovye_videoinformacionnye_sistemy
.pdfГлава 21. Стандарты цифрового телевизионного вещания
Таблица 21.40. Параметры, определяющие расположение рассеянных пилотных несущих
|
|
Число символов, формирующих |
Расположение |
Разнос пилотных |
одну последовательность |
пилотных несущих |
несущих (DX ) |
рассеянных пилотных несущих |
|
|
(DY ) |
|
|
|
PP1 |
3 |
4 |
|
|
|
PP2 |
6 |
2 |
PP3 |
6 |
4 |
|
|
|
PP4 |
12 |
2 |
|
|
|
PP5 |
12 |
4 |
PP6 |
24 |
2 |
|
|
|
PP7 |
24 |
4 |
|
|
|
PP8 |
6 |
16 |
Таблица 21.41. Расположение рассеянных пилотных несущих, используемое для каждого допустимого сочетания длины БПФ и защитного интервала
Режим |
Длина |
|
|
Защитный интервал |
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
БПФ |
1/128 |
1/32 |
1/16 |
19/256 |
1/8 |
19/128 |
1/4 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
PP4, |
PP2, |
PP2, |
PP2, |
PP2, |
|
|
SISO |
|
PP7 |
PP8, |
PP8 |
н/п |
||||
32K |
PP6 |
PP8 |
PP8 |
||||||
|
|
PP4 |
PP4 |
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
PP8, |
PP8, |
PP2, |
PP2, |
|
|
|
|
MISO |
|
PP4 |
н/п |
н/п |
н/п |
||||
|
PP4 |
PP8 |
PP8 |
||||||
|
|
PP6 |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
PP7, |
PP2, |
PP2, |
PP2, |
PP2, |
|
|
|
|
|
PP8, |
PP8, |
PP1, |
||||
SISO |
|
PP7 |
PP4, |
PP3, |
PP3, |
||||
16K |
PP4, |
PP4, |
PP8 |
||||||
|
|
PP6 |
PP8 |
PP8 |
|||||
|
|
|
PP5 |
PP5 |
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
PP8, |
PP8, |
PP3, |
PP3, |
PP1, |
PP1, |
|
|
MISO |
|
PP4, |
PP4, |
н/п |
|||||
|
PP8 |
PP8 |
PP8 |
PP8 |
|||||
|
|
PP5 |
PP5 |
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
PP7, |
PP8, |
PP8, |
PP2, |
PP2, |
PP1, |
|
SISO |
|
PP7 |
PP4, |
PP4, |
PP3, |
PP3, |
|||
8K |
PP4 |
PP8 |
|||||||
|
|
PP5 |
PP5 |
PP8 |
PP8 |
||||
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
PP8, |
PP8, |
PP3, |
PP3, |
PP1, |
PP1, |
|
|
MISO |
|
PP4, |
PP4, |
н/п |
|||||
|
PP8 |
PP8 |
PP8 |
PP8 |
|||||
|
|
PP5 |
PP5 |
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|||
SISO |
|
н/п |
PP7, |
PP4, |
н/п |
PP2, |
н/п |
PP1 |
|
4K, 2K |
PP4 |
PP5 |
PP3 |
||||||
MISO |
|
н/п |
PP4, |
PP3 |
н/п |
PP1 |
н/п |
н/п |
|
|
PP5 |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
||
SISO |
|
н/п |
н/п |
PP4, |
н/п |
PP2, |
н/п |
PP1 |
|
1K |
PP5 |
PP3 |
|||||||
|
|
|
|
|
|
||||
MISO |
|
н/п |
н/п |
PP3 |
н/п |
PP1 |
н/п |
н/п |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Уровень рассеянных пилотных несущих вычисляется следующим образом:
Re{cm,l,k} = 2 · ASP · (1/2 − rl,k ), Im{cm,l,k} = 0, |
(21.32) |
||
wk+Kext |
pnl в обычном режиме несущих, |
|
|
где rl,k = wk pnl |
в расширенном режиме несущих, |
Kext — число не- |
![](/html/2706/635/html_qmBc022x1g.oZtp/htmlconvd-evEb3a862x1.jpg)
21.3. Усовершенствованная система цифрового наземного ТВ-вещания DVB-T2
Таблица 21.42. Максимальные амплитуды рассеянных пилотных несущих
Расположение рассеянных |
Амплитуда (ASP ) |
Эквивалентное усиление (дБ) |
пилотных несущих |
|
|
|
|
|
PP1, PP2 |
4/3 |
2,5 |
|
|
|
PP3, PP4 |
7/4 |
4,9 |
PP5, PP6, PP7, PP8 |
7/3 |
7,4 |
|
|
|
сущих, добавляемое с каждой стороны в расширенном режиме для несущих, m индекс T2-кадра.
Вдополнение к рассеянным пилотным несущим, описанным выше, некоторое количество непрерывных пилотных несущих вставляется в каждый символ кадра, за исключением символов P1, P2 и последнего символа кадра (если он присутствует).
Втабл. 21.43 приведены варианты групп непрерывных пилотных несущих CP при различных режимах БПФ.
Таблица 21.43. Группы непрерывных пилотных несущих, используемые для каждой длины БПФ и их максимальные амплитуды
Длина |
Используемые группы непрерывных |
Максимальные амплитуды |
БПФ |
пилотных несущих (CP) |
непрерывных пилотных несущих (ACP ) |
|
|
|
1K |
CP1 |
4/3 |
|
|
|
2K |
CP1, CP2 |
4/3 |
|
|
|
4K |
CP1, CP2, CP3 |
(4√2)/3 |
8K |
CP1, CP2, CP3, CP4 |
8/3 |
|
|
|
16K |
CP1, CP2, CP3 , CP4, CP5 |
8/3 |
|
|
|
32K |
CP1, CP2, CP3 , CP4, CP5, CP6 |
8/3 |
Модуляция амплитуд непрерывных пилотных несущих осуществляется в соответствии с формулой (21.32), в которой вместо величины ASP используется значение ACP .
Пилотные ячейки в символах P2 передаются на повышенных уровнях мощ-
√
ности. Максимальная их амплитуда√AP 2 531 во всех режимах, за исключением
режима 32K SISO, при котором AP 2 537 . Модуляция амплитуд этих несущих осуществляется в соответствии с формулой (21.32), в которой вместо величины ASP используется значение AP 2.
Передаваемый ОБПФ сигнал организован в виде кадров. Каждый кадр имеет длительность TF и состоит из LF символов OFDM. NT 2 кадров составляют один суперкадр. Каждый символ составлен из множества несущих Ktotal и имеет длительность TS . Он состоит из двух частей: полезная часть с длительностью TU и защитный интервал с длительностью TG.
Символы в кадре OFDM (за исключением P1) пронумерованы от 0 до LF −1. Все символы содержат данные и опорную информацию.
Поскольку сигнал OFDM содержит много по отдельности промодулированных несущих, каждый символ, в свою очередь, можно рассматривать как разделенный на ячейки, каждая из которых соответствует информации, передаваемой одной модулируемой несущей на интервале одного символа.
Глава 21. Стандарты цифрового телевизионного вещания
Генерируемый сигнал, в случае если не применяется ни кадр последующего расширения стандарта (FEF), ни уменьшение сотношения пиковой и средней мощностей (PAPR — Peak to Average Power Ratio), определяется следующим выражением:
s(t) = Re ej2πfc t m=0)p1(t − mTF ) + √27 |
5Ktotal |
× |
|||||||
|
|
|
∞ |
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
× |
|
cm,l,k × ψm,l,k(t)*E, (21.33) |
|||
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
× LF −1 Kmax |
|||||
|
|
|
|
|
|
l=0 k=Kmin |
|
||
где |
|
|
|
|
|
|
|
|
mTF + TP 1 + (l + 1) TS , |
ψm,l,k(t) = |
|
k |
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ej2π TU (t−TG−TP 1−lTS −mTF ) |
при |
mTF + TP 1 + lTS t |
|||||
|
|
0 |
|
|
|
|
иначе, |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
k [Kmin; Kmax] — номер несущей; l — число символов OFDM, начиная с 0, для первого символа P2 кадра; m — число T2-кадров; Ktotal — число переданных несущих; LF — число символов OFDM на кадр; TS — общая длительность символа для всех символов за исключением P1, и TS = TU + TG; TU — активная длительность символа; TG — длительность защитного интервала; fc — центральная частота РЧ-сигнала; k — индекс несущей относительно центральной частоты, k = k − (Kmax + Kmin)/2; cm,l,k — комплексное модулирующее значение для несущей k символа OFDM номер l в T2-кадре номер m; TP 1 — длительность символа P1, заданная выражением TP 1 = 2048 · T ; TF — длительность кадра, TF = LF · TS + TP 1, p1(t) — форма сигнала P1.
В табл. 21.44 приведена величина элементарного периода Т как функция ширины полосы используемого канала связи, а в табл. 21.45 приведены параметры OFDM сигнала в зависимости от используемых режимов ОБПФ.
Таблица 21.44. Элементарный период как функция полосы
Ширина полосы |
1,7 МГц |
5 МГц |
6 МГц |
7 МГц |
8 МГц |
10 МГц * |
|
|
|
|
|
|
|
Элементарный период T |
71/131 мкс |
7/40 мкс |
7/48 мкс |
1/8 мкс |
7/64 мкс |
7/80 мкс |
*только для профессиональных приложений |
|
|
|
|
Генерируемый сигнал включает в себя вставку защитных интервалов, абсолютная длительность которого, выраженная в числах, кратных элементарному периоду T , приведена в табл. 21.46.
Для уменьшения отношения пиковой и средней мощностей PAPR возможна реализация двух модификаций сигнала OFDM, использующих метод активного расширения созвездия и метод резервирования несущих. Метод активного расширения созвездий не применяется к пилотным или резервируемым несущим, а также в случае если используются повернутые созвездия.
Алгоритм активного расширения созвездий (ACE) реализуется путем формирования сигнала во временной области xACE , который замещает исходный сигнал во временной области x = [x0, x1, . . . , xNFFT−1], генерированный с помо-
щью ОБПФ из множества значений частотной области X = [X0,X1, . . . ,XNFFT−1] (рис. 21.40).
![](/html/2706/635/html_qmBc022x1g.oZtp/htmlconvd-evEb3a865x1.jpg)
Глава 21. Стандарты цифрового телевизионного вещания
Рис. 21.40. Реализация алгоритма активного расширения созвездий
Отсчеты x = x0, x1, . . . , x4·NFFT−1 |
формируются из x путем четырехкратной |
|
интерполяции. |
Сочетание ОБПФ, передискретизации и низкочастотной филь- |
|
? |
@ |
трации реализуется с помощью заполнения нулями до четырехкратной длины и последующего преобразования ОБПФ.
Сигнал x |
= x0 , x1 , . . . , x4·NFFT−1 |
получается с помощью применения к x |
|||||||||
оператора |
ограничения, определенного следующим образом: |
|
|||||||||
|
? |
x , |
@ |
x |
|
V |
|
; |
|
||
|
|
x = |
k |
xk |
k |
|
clip |
|
(21.34) |
||
|
|
k |
Vclip · |
|
, |
если xk |
Vclip, |
|
|||
|
|
xk |
|
где порог ограничения Vclip — параметр алгоритма ACE. Отсчеты xc = [xc0, xc1,
. . . , xcNFFT−1 формируются из x путем четырехкратного прореживания. Сочетание низкочастотной фильтрации, передискретизации и БПФ реализуется с помощью заполнения нулями до четырехкратной длины и последующего преобразования БПФ. БПФ преобразует отсчеты xc в сигнал Xc.
Новый сигнал Xc создается с помощью суммирования Xc и X следующим
образом: |
|
X c = X + G · (Xc − X). |
(21.35) |
Коэффициент расширения G также является параметром алгоритма ACE.
X c получается из X c с помощью «оператора насыщения», который по отдельности обрабатывает реальные и мнимые компоненты с тем, чтобы модуль отдельных компонент не превышал заданное значение L:
![](/html/2706/635/html_qmBc022x1g.oZtp/htmlconvd-evEb3a866x1.jpg)
21.3. Усовершенствованная система цифрового наземного ТВ-вещания DVB-T2
|
|
|
|
|
Re |
Xc,k |
|
= |
|
|
Re Xc,k |
, |
если |
Re Xc,k |
|
|
L; |
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
L, |
|
|
если Re |
Xc,k |
|
|
|
|
L; |
|
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
5 |
|
|
6 |
|
|
|
− |
L, |
|
если Re |
X |
|
< |
|
− |
L; |
(21.36) |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
c,k |
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Im Xc,k |
, |
если |
|
Im |
Xc,k |
|
|
|
|
|
|
L; |
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
Im |
Xc,k |
|
= |
|
|
L, |
|
|
|
|
|
|
|
|
L; |
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
если Im |
Xc,k |
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
5 |
|
6 |
|
|
|
− |
L, |
|
если Im |
X |
|
< |
|
− |
L, |
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
c,k |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
где предел расширения L — параметр алгоритма ACE. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Тогда XACE составляется с помощью простого выбора действительных и мни- |
||||||||||||||||||||||||||||||||
мых компонент из тех, которые относятся к X, X c. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
Re{Xc,k}, |
если |
|
Re{Xk} — расширяемое, |
|
|||||||||||||||||||||
Re XACE,k |
} |
= |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
а также |Re{Xc,k}| > |Re{Xk}| |
(21.37) |
|||||||||||||||||||
|
{ |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
и Re Xc,k |
|
Re Xk |
|
|
> 0; |
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Re {Xk} , |
|
|
|
|
{ |
|
|
|
} · |
{ |
|
|
|
} |
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
иначе; |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
Im X |
|
|
, |
если |
|
Im Xk |
} |
|
— расширяемое, |
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
{ |
c,k |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
Im |
{ |
XACE,k |
} |
= |
|
|
|
|
|
} |
|
|
|
|
Im{ Xc,k |
|
> Im Xk}|, |
(21.38) |
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|Im {Xc,k |
|
}| Im| Xk{ |
|
> 0; |
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
{ |
|
} · |
{ |
|
} |
|
|
|
|
|
|
|
||||
Сигнал |
xACE |
Im {Xk} , |
|
иначе. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
получается из X |
с помощью ОБПФ. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ACE |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Компонента определяется как расширяемая, если она принадлежит к модулированной ячейке данных и если ее абсолютное значение равно максимальному значению компоненты, связанной с модулирующим созвездием, используемым
для этой ячейки. Как пример, компонента, принадлежащая к 256-QAM модули-
√
рованной ячейке, является расширяемой, если ее значение равно ±15/ 170. Выбор значения коэффициента G осуществляется в пределах от 0 до 31 с ша-
гом 1. Выбор порога ограничения Vclip осуществляется в диапазоне от +0 дБ и +12,7 дБ с шагом 0,1 дБ выше среднеквадратичного отклонения исходного сигнала во временной области. Выбор максимального значения расширения L осуществляется в диапазоне от 0,7 дБ до 1,4 дБ с шагом 0,1 дБ.
Если L устанавливается в максимальное значение, то максимальное увеличение мощности на несущую после расширения получается при QPSK, и оно ограничивается +6 дБ.
При использовании алгоритма уменьшения PAPR с использованием зарезервированных несущих пиковые значения сигнала во временной области последовательно удаляются с помощью набора импульсноподобных ядер, образуемых с помощью зарезервированных несущих. Опорная функция ядра определяется как:
|
√ |
|
|
|
|
p = |
NFFT |
ОБПФ(1TR), |
(21.39) |
||
NTR |
|||||
|
|
|
где NFFT и NTR обозначают длину БПФ и число зарезервированных несущих, соответственно. Вектор 1TR содержит NTR элементов, состоящих из единиц, в позициях, соответствующих индексам зарезервированных несущих, и (NFFT −NTR) элементов, состоящих из нулей, в остальных позициях.
![](/html/2706/635/html_qmBc022x1g.oZtp/htmlconvd-evEb3a867x1.jpg)
Глава 21. Стандарты цифрового телевизионного вещания
Пусть вектор для уменьшения пикового значения сигнала обозначен как c, вектор сигнала данных во временной области — как x, тогда процедура алгоритма уменьшения PAPR заключается в следующем:
Инициализация.
Начальные значения для процедуры уменьшения пикового значения сигнала устанавливаются равными нулю:
c(0) = [0 . . . 0]T ,
где c(i) обозначает вектор для уменьшения пикового значения сигнала, вычисленный в i-й итерации.
Итерационный процесс.
1)i начинается с 1.
2)Определяется максимальная величина (x + c(i)), yi, и индекс соответствую-
щего отсчета, mi, в i-й итерации. |
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
i = |
n |
xn |
|
n |
|
(i) |
|
для n = 0, 1, . . . , NFFT |
− |
1, |
||
|
|
mi = arg max |
xn |
+ cn |
|
|
|
|
|
||||||
|
|
y |
|
max |
n |
+ c(i) |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
n |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
где x |
(i) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(i) |
, соответственно. Ес- |
||
и cn |
обозначают n-й элемент вектора x и c |
|
ли yi меньше или равен уровню требуемой величины ограничения, то Vclip уменьшает i на 1 и переходит к шагу 5.
3) Обновление вектора для уменьшения пикового значения сигнала c(i):
|
xmi +cm(i−i |
1) |
c(i) = c(i−1) − αip (mi) , |
|
где αi = |
(yi − Vclip), где p(mi) обозначает вектор, циклически |
|||
yi |
|
сдвинутый на mi, k-й элемент которого имеет вид pk (mi) = p(k−mi) mod NFFT .
4)Если i меньше, чем максимально допустимое значение итераций, i увеличивается на 1 и выполняется возврат к шагу 2. В противном случае выполняется переход к шагу 5.
5)Завершение итераций. Переданный сигнал, x , получается с помощью прибавления сигнала уменьшения пикового значения к сигналу данных:
x = x + c(i).
Символы OFDM состоят из равноотстоящих друг от друга ортогональных несущих. Амплитуды и фазы несущих, соответствующих ячейкам данных, изменяются от символа к символу в соответствии с вышеописанным процессом отображения.
Спектральная плотность мощности Pk (f ) каждой несущей на частоте равна:
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
sin π(f − fk )TS |
3 |
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
P (f ) = |
, |
(21.40) |
||||
|
|
|
|
k |
|
|
|
k |
|
π(f − fk )TS |
|
|
||
где f |
= f |
c |
+ |
|
при |
− |
Ktotal−1 |
k Ktotal −1 . |
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
||||||||||
k |
|
|
Tu |
2 |
|
|
2 |
|
|
|
Теоретический спектр сигнала передачи в системе DVB-T2 показан на рис. 21.41а (для каналов с шириной полосы пропускания 8 МГц). Поскольку длительность символа OFDM больше, чем обратная величина интервала между несущими, основной лепесток спектральной плотности мощности каждой несущей уже, чем
![](/html/2706/635/html_qmBc022x1g.oZtp/htmlconvd-evEb3a868x1.jpg)
Глава 21. Стандарты цифрового телевизионного вещания
Таблица 21.47. Максимальная скорость битового потока при ширине полосы телевизионного канала 8 МГц
Тип |
Скорость |
Рекомендуемая |
Длина Т2-кадра, |
Число |
|
максимальная |
кодовых слов |
||||
модуляции |
кодирования |
OFDM-символов |
|||
скорость, Мбит/с |
в кадре |
||||
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
1/2 |
7,4442731 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
3/5 |
8,9457325 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
QPSK |
2/3 |
9,9541201 |
60 |
50 |
|
|
|
||||
|
3/4 |
11,197922 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
4/5 |
12,948651 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
5/6 |
12,456553 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1/2 |
15,037432 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
3/5 |
18,07038 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
16-QAM |
2/3 |
20,107323 |
60 |
101 |
|
|
|
||||
|
3/4 |
22,619802 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
4/5 |
24,136276 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
5/6 |
25,162236 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1/2 |
22,481705 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
3/5 |
27,016112 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
64-QAM |
2/3 |
30,061443 |
60 |
151 |
|
|
|
||||
|
3/4 |
33,817724 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
4/5 |
36,084927 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
5/6 |
37,618789 |
|
|
|
|
1/2 |
30,074863 |
|
|
|
|
3/5 |
36,140759 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
256-QAM |
2/3 |
40,214645 |
60 |
202 |
|
|
3/4 |
45,239604 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
4/5 |
48,272552 |
|
|
|
|
5/6 |
50,524472 |
|
|
|
|
|
|
|
|
ного ТВ/ТВЧ в полосах системы стационарной спутниковой связи (FSS — Fixed Satellite Service) и системы спутникового вещания (BSS — Broadcast Satellite Service). Система предназначена для обеспечения сервиса «непосредственно-на-дом» (Direct To Home — DTH) с использованием потребительского интегрированного приемника-декодера (IRD — Integrated Receiver Decoder), а также для систем коллективного приема (SMATV — Satellite Master Antenna Television) и головных станций кабельного телевидения с возможностью повторной модуляции.
В системе применена модуляция QPSK и защита от ошибок на основе сверточного кода и сокращенного кода Рида–Соломона. Система может быть использована в спутниковых ретрансляторах с различной шириной полосы.
На рис. 21.42 приведена функциональная структурная схема передающей части системы DVB-S. Система непосредственно совместима с телевизионными сигналами, закодированными по стандарту MPEG-2.
Техника помехоустойчивого кодирования, принятая в системе, разработана в целях достижения «квазибезошибочного» (QEF — Quasi-Error-Free) режима работы, при котором возможно возникновение менее одного случая неисправимой ошибки на час передачи, что соответствует уровню ошибки (BER — Bit Error
![](/html/2706/635/html_qmBc022x1g.oZtp/htmlconvd-evEb3a870x1.jpg)
21.4. Система цифрового спутникового телевизионного вещания DVB-S
Рис. 21.42. Структурная схема передающей части системы DVB-S
Ratio) 10−10–10−11 на входе демультиплексора MPEG-2.
При адаптации сигнала к спутниковому каналу связи осуществляются следующие операции:
–адаптация транспортного мультиплексирования с использованием статистического кодирования, аналогичного используемому в системе DVB-T (см. рис. 21.13);
–внешнее кодирование с использованием кода Рида–Соломона (рис. 21.14) RS(204,188,t = 8);
–сверточное перемежение (рис. 21.15);
–внутреннее кодирование с использованием сверточного кода с выкалыванием (рис. 21.16); система предусматривает сверточное кодирование со скоростями кода 1/2, 2/3, 3/4, 5/6 и 7/8;
–формирование сигнала в основной полосе частот;
–модуляция QPSK.
В системе применяется обычная модуляция типа QPSK с кодами Грея и абсолютным отображением (без дифференциального кодирования).
Прежде чем сигналы I и Q (математически представленные последовательностью дельта-функций Дирака, расположенных на расстоянии длительности символа TS = 1/RS , с соответствующим знаком) будут промодулированы, они должны быть обработаны фильтром с характеристикой, имеющей фактор спада α = 0,35:
H(f ) = |
1 |
+ 1 sin |
π |
fN −|f | |
1/2 |
, при| | fN (1 |
−α) f |
|
fN (1 + α), |
|||||
|
1, |
|
|
|
|
|
|
f |
< fN (1 |
|
α); |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
− |
| |
| |
|
||
2 |
2 |
2fN |
α |
|
|
|
|
|||||||
|
0, |
|
|
|
|
f |
> f |
N (1 + α), |
|
|
||||
|
|
|
|
| | |
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(21.41)
где fN = 1 = RS — частота Котельникова–Найквиста; RS — скорость передачи
2TS 2
символов.
Для согласования передаваемого сигнала с полосой и энергетическими характеристиками конкретного транспондера устанавливается требуемое соотно-