Иванов В.И., Гордиенко В.Н. Цифровые и аналоговые системы передачи, 2003
.pdf
На рис. 5.28 представлена упрощенная структурная схема нелинейного кодера взвешивающего типа, содержащая схему сравнения (СС), схему переключения и суммирования эталонов (СПСЭ), две схемы формирования эталонных сигналов (Ф31 и ФЭ2) для положительных и отрицательных отсчетов, управляющую логическую схему (УЛС). Кодирование осуществляется в течение восьми тактов, в каждом из которых формируется один из
символов кодовой комбинации. При этом можно выделить три следующих этапа:
-формирование знакового символа Р (такт 1);
-формирование кода номера сегмента XYZ (такты 2- 4);
-формирование кода номера шага внутри сегмента ABCD (такты 5- 8).
В первом такте определяется знак поступившего на вход кодера очередного отсчета. Если отсчет положительный, то формируется Р=1 и к схеме подключается ФЭ1, а в противном случае формируется Р = 0 и к схеме подключается ФЭ2.
Формирование кода номера сегмента осуществляется следую щим обра-
зом (рис. 5.29).
Во втором такте УЛС с помощью СПСЭ обеспечивает подачу на вход СС эталонного сигнала Uэт =128δо, соответствующего нижней границе четвертого сегмента (см. тадл.5.1). Если амплитуда отсчета UАИМ ≥ Uэт = 128δо, то принимается решение, что отсчет попадает в один из четырех старших сегментов (NC =4…7), и формируется очередной символ Х=1, который по цепи обратной связи поступает на вход УЛС. Если же UАИМ < Uэт =128δо, то принимается решение, что отсчет попадает в один из четырех младших сегментов (NC =0…3), и формируется очередной символ Х=0, который по цепи обратной связи поступает на вход УЛС.
В третьем такте формируется третий символ комбинации (Y). В зависимости от значения предыдущего символа (X) уточняется номер сегмента, в который попадает кодируемый отсчет. Если X=1, то УЛС с помощью СПСЭ обеспечивает
100
подачу на вход СС эталонного напряжения Uэт = 512 δо, соответствующего нижней границе шестого сегмента (см. табл. 5.1). Если UАИМ ≥ Uэт = 512δо, то принимается решение, что отсчет попадает в один из двух старших сегментов (NC = 6 или NC = 7), и формируется очередной символ Y=l, который по цепи обратной связи поступает на вход УЛС. Если UАИМ < Uэт = 512δо, то принимается решение, что отсчет попадает в четвертый или пятый сегмент, и формируется Y = 0. Если Х=0, то УЛС с помощью СПСЭ
обеспечивает подачу на вход СС эталонного напряжения Uэт = 32δо, соот-
ветствующего нижней границе второго сегмента. Если UАИМ ≥ Uэт = 32δо, то принимается решение, что отсчет попадает во второй и третий сегменты, и формируется Y=l. Если UАИМ < Uэт = 32δо, то принимается решение, что отсчет попадает в один из двух младших сегментов, и формируется Y = 0.
101
Вчетвертом такте кодирования формируется символ Z, т. е. последний символ в коде номера сегмента. В зависимости от значений предыдущих символов (XY) окончательно устанавливается номер сегмента, соответствующего данному отсчету. Так, если Х=1 и Y = 0, то включается эталонное напряжение Uэт = 256δо, соответствующее нижней границе пятого сегмента. Если UАИМ ≥ Uэт = 256δо, то принимается решение, что отсчет попадает в пятый сегмент, формируется символ Z=l и эталонное напряжение Uэт = 256δо остается включенным до конца процесса кодирования данного отсчета. Если UАИМ < Uэт = 256δо, то принимается решение, что отсчет попадает в четвертый сегмент, формируется Z = 0 и до конца процесса кодирования включается Uэт = 128δо, соответствующее нижней границе четвертого сегмента.
Врезультате после четырех тактов кодирования сформируются четыре символа комбинации (PXYZ) и к СС подключится одно из восьми эталонных напряжений, соответствующих нижней границе сегмента, в который попадает кодируемый отсчет.
Воставшихся четырех тактах последовательно формируются символы ABCD кодовой комбинации, значение которых зависит от номера шага квантования внутри сегмента, соответствующего амплитуде кодируемого отсчета. Поскольку внутри любого сегмента осуществляется равномерное квантование, то процесс кодирования реализуется, как и в линейных кодерах взвешивающего типа, с помощью последовательного включения эталонных напряжений, соответствующих данному сегменту (см. табл. 5.1).
Так, если на вход кодера поступил положительный отсчет с амплитудой UАИМ =672δо, то после первых четырех тактов сформируются символы PXYZ=1110 и к СС подключится эталонное напряжение Uэт = 512δо, соответствующее нижней границе шестого сегмента. В пятом такте к этому эталонному сигналу добавится максимальное эталонное напряжение Uэт = 256δо, соответствующее старшему символу (А) в коде номера шага квантования для шестого сегмента. Так как UАИМ = 672δо < Uэт = 512δо + 256δо, то формируется символ А = 0 и вместо Uэт =256δо в шестом такте подключается эталонное напряжение следующего разряда Uэт=128δо. Поскольку UАИМ = 672 δо > Uэт = 512δо + 128δо, то на выходе СС формируется символ В = 1, эталонное напряжение не изменяется и в следующем седьмом такте подключается эталонное напряжение очередного разряда Uэт=64δо. Так как UАИМ = 672δо < Uэт = 512δо
+128δо + 32δо, формируется символ С = 0 и эталонное напряжение данного разряда (Uэт=64δо) отключается. В последнем такте подключается эталонное напряжение младшего символа (D) Uэт=32δо. Поскольку UАИМ = 672δо = Uэт = 512δо + 128δо + 32δо, формируется символ D=l и процесс кодирования данного отсчета заканчивается. Таким образом, на выходе кодера будет сформирована кодовая комбинация 11100101.
Как отмечалось выше, в процессе кодирования могут использоваться 11 эталонных сигналов, однако к моменту завершения процесса кодирования любого отсчета окажутся включенными не более пяти эталонных
102
сигналов (один из них соответствует нижней границе сегмента, не более четырех — эталонным сигналам в пределах соответствующего сегмента). В рассмотренном случае окажутся включенными только три эталонных сигнала
(512δо, 128δо, 32δо).
Следует иметь в виду, что амплитуда кодируемого отсчета не всегда может быть точно уравновешена эталонными сигналами, как в рассмотренном примере. В общем случае неизбежно будет возникать ошибка квантования Uош.кв, максимальное значение которой равно половине шага квантования в пределах соответствующего сегмента, т. е. | Uош.кв | ≤ 0,5δо для нулевого и первого сегментов (для слабых сигналов) и | Uош.кв | ≤ 32δо для седьмого сегмента (сильный сигнал).
Рассмотрим особенности третьего способа кодирования с неравномерной шкалой квантования, т. е. цифрового компандирования.
При цифровом компандировании (рис. 5.30) осуществляется линейное (равномерное) кодирование (ЛК) с большим числом разрядов (например, т=12) с последующим цифровым преобразованием (цифровым компрессированием ЦК) с помощью логических устройств в восьмиразрядный нелинейный код, имеющий ту же структуру, что и при использовании нелинейного кодера с характеристикой компрессии типа A = 87,6/13 (см. рис. 5.26). Способ преобразования 12-разрядных кодовых комбинаций линейного кода в 8-разрядные комбинации нелинейного кода показан в табл. 5.2. Первый разряд (Р) остается без изменений и несет информацию о полярности сигнала. Значение символов XYZ, определяющих номер сегмента Nc, соответствует числу нулей (l) в 12разрядной комбинации между символом Р и символами АВСД (фактически символы XYZ представляют собой инверсированный натуральный трехразряд-
103
ный двоичный код величины l). После формирования символов XYZ в восьмиразрядном коде символы ABOD переписываются без изменений, а все остальные символы 12-разрядной комбинации отбрасываются вне зависимости от их значения, определяя ошибку квантования. На приеме восстановление АИМ сигнала осуществляется с помощью цифрового экспандера (ЦЭ) и линейного декодера (ЛД).
Нелинейное декодирование осуществляется аналогично линейному с учетом отмеченных особенностей нелинейного кодирования. Так, в процессе нелинейного декодирования, т. е. формирования АИМ отсчета с определенной амплитудой UАИМ , по структуре кодовой комбинации (PXYZABCD) определяются знак отсчета и номер сегмента (Nc), после чего находится значение UАИМ (с учетом того, что к декодированному сигналу с целью уменьшения ошибки квантования добавляется напряжение, равное половине шага квантования в данном сегменте):
где Uэтi— эталонное напряжение, соответствующее нижней границе i-го сегмента; δi — шаг квантования в i-м сегменте.
Если, например, на вход декодера поступает кодовая комбинация
01010110 (т. е. Р = 0, NC = 5, δi t=16δ0, Uэтi = 256 δ0; A = 0; B = l; C=l, D = 0), то на выходе декодера будет сформирован АИМ отсчет с амплитудой UАИМ =
— (256δ0 + 0.8 - 16δ0 + 1. 4 . 16δ0+ 1 . 2 . 16δ0 + 0 . 16δ0 + 0,5 . 16δ0) = - (256 δ0 + 64δ0+ 32δ0 + 8δ0) = - 360б0= - 360-2-11 Uогр.
Таким образом, в декодере в данном случае суммируются эталонные напряжения, равные 256δ0, 64δ0, 32δ0 и 8δ0.
5.5. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП
В состав оконечной станции аппаратуры ЦСП, предназначенной для передачи телефонных сигналов, входит индивидуальное и групповое оборудование. Узлы индивидуального оборудования всех N каналов однотипны, и на рис. 5.31 показано индивидуальное оборудование только для одного канала.
Сигнал от абонента поступает на двухпроводный вход канала и далее через дифференциальную систему (ДС) в тракт передачи. Передающая часть индивидуального оборудования каждого канала содержит усилитель низкой частоты (УНЧпер), фильтр нижних частот (ФНЧпер) и амплитудноимпульсный модулятор (АИМ). В ФНЧпер сигнал ограничивается по спектру (Fд = 3,4 кГц), что необходимо перед дискретизацией сигнала. В модуляторе аналоговый сигнал дискретизируется по времени, в результате чего формируется канальный АИМ сигнал, представляющий собой последовательность
104
канальных АИМ отсчетов. Канальные АИМ сигналы всех каналов объединяются в групповой АИМ сигнал (АИМГР).
В групповом оборудовании тракта передачи перед кодированием групповой АИМ сигнал, имеющий вид АИМ2 преобразуется в групповой сигнал АИМ2 (см. рис. 5.2). В кодирующем устройстве (Код) осуществляется последовательное нелинейное кодирование отсчетов группового АИМ сигнала,
врезультате чего на выходе кодера формируется групповой цифровой сигнал с импульсно-кодовой модуляцией, представляющий собой последовательность восьмиразрядных кодовых комбинаций каналов. Как будет отмечено ниже, в цикле передачи системы помимо информационных символов, формируемых на выходе кодера, необходимо передавать ряд дополнительных сигналов, к которым, в частности, относятся: сигналы управления и взаимодействия (СУВ), передаваемые по телефонным каналам для управления приборами АТС (набор номера, вызов, ответ, отбой, разъединение и др.); сигналы цикловой (ЦС) и сверхцикловой (СЦС) синхронизации; сигналы передачи дискретной информации (ДИ) и др.
Сигналы СУВ от АТС поступают на вход передающей части согласующего устройства (СУпер), где преобразуются в цифровую форму для ввода через схему формирования циклов (ФЦ) (так же как и сигналы ЦС, СЦС и ДИ)
вцифровой поток, т. е. добавляются к информационным символам.
105
В результате на выходе ФЦ формируется полный цифровой поток, имеющий циклическую структуру, причем его основные параметры строго регламентированы. Цифровой сигнал на выходе ФЦ представляет собой униполярный (однополярный) цифровой поток (см. рис. 5.16). Однако передача такого сигнала по линии затруднена (см. гл. 6), поэтому униполярный двоичный код в преобразователе кода передачи (ПКпер) преобразуется в двуполярный код, параметры которого отвечают определенным требованиям.
С помощью линейного трансформатора ЛТр обеспечиваются согласование аппаратуры с линией и подключение блока дистанционного питания (ДП) линейных регенераторов. Как видно из рис. 5.31, дистанционное питание в данном случае осуществляется постоянным током по искусственным цепям (с использованием средних точек ЛТр) по системе «провод-провод».
В тракте приема искаженный цифровой линейный сигнал подступает в станционный регенератор (PC), где восстанавливаются основные параметры сигнала (амплитуда, длительность, период следования). На выходе ПКпр восстанавливается униполярный двоичный сигнал, из которого с помощью приемника синхросигнала (ПСС) выделяются сигналы цикловой и сверхцикловой синхронизации, управляющие работой генераторного оборудования приема (ГОпр), а также символы СУВ и ДИ, которые поступают на СУпр и ДИпр соответственно.
Декодирующее устройство (Дек) последовательно декодирует кодовые группы отдельных каналов, в результате чего на выходе декодера формируется групповой АИМ сигнал.
Виндивидуальной части оборудования приема с помощью временных селекторов (ВС) из последовательности отсчетов группового АИМ сигнала вы-
деляются АИМ отсчеты соответствующего канала. С помощью ФНЧПР выделяется огибающая последовательности канальных АИМ отсчетов, т. е. восстанав-
ливается исходный аналоговый сигнал, который усиливается в УНЧПР и через ДС поступает к абоненту.
Работой всех основных узлов оконечной станции управляет генераторное оборудование (ГОпер и ГОпр), формирующее все необходимые импульсные последовательности, следующие с различными частотами (например, с частотой
дискретизации Fд, тактовой частотой FT И др.).
На рис. 5.32 приведены временные диаграммы, поясняющие работу оконечной станции ЦСП при условии безискаженной передачи сигналов и т = 4 (контрольные точки указаны на рис. 5.31).
ВЦСП цифровой групповой сигнал представляет собой непрерывную последовательность следующих друг за другом циклов (цикличность передачи заложена в самом принципе временного разделения каналов). Под циклом
пе р е д а ч и будем понимать интервал времени, в, течение которого передаются отдельные кодовые комбинации (или разряды) всех N каналов системы
106
передачи и nсл символов необходимых служебных сигналов (синхронизации, СУВ, ДИ и др.).
Для ЦСП, в которых осуществляется аналого-цифровое преобразование (кодирование) сигналов (например, ИК.М-30, ИКМ-15,) длительность цикла Тц выбирается равной периоду дискретизации Тд, т. е. Тц = Тд, =125 мкс (при Тд, = 8 кГц).
Помимо длительности цикла Гц строго регламентируются общее число импульсных позиций и * и их распределение между различными информационными и служебными сигналами. Таким образом, каждая импульсная позиция цикла строго закреплена за сигналами определенного вида.
В базовых ЦСП (например, ИКМ-30) цикл передачи (рис. 5.33) разделяется на Nки канальных интервалов, причем Nки = NИНФ + + Nсл, где NИНФ — число информационных интервалов, равное числу каналов N, а Nсл — количество слу- жебных канальных интервалов,
* Под импульсной позицией понимается временной интервал, предназначенный для передачи одного двоичного символа (1 или 0).
107
выделенных для передачи служебных сигналов. Обычно прини мается следующая нумерация канальных интервалов: КИ0, КИ1, КИ2, КИ3,..., КИN-1. Очевидно, длительность канального интервала Тки = Тц / Nки. Каждый из канальных интервалов содержит т импульсных позиций (обычно т = 8, так как применяется восьмиразрядный нелинейный код), которые также называют тактовыми интервалами (ТИ). Длительность ТИ, очевидно, Тти = Тки /mr, а общее число ТИ в цикле передачи n = mNки. В каждом тактовом интервале может быть передан один двоичный символ (1 или 0), причем чаще всего передача импульсов осуществляется со скважностью, равной 2, т. е. длительность импульса (1) Ти = 0,5 Тти.
Для передачи СУВ всех N телефонных каналов организуется сверхцикл, состоящий из М циклов (см. рис. 5.33). В каждом из циклов сверхцикла в одном из КИ поочередно передаются СУВ, только для одного или двух телефонных каналов. Во втором случае M = N/2+1 (один цикл сверхцикла используется для передачи сверхциклового синхросигнала). При этом принята следующая нумерация циклов в сверхцикле: Ц0, Ц1, Ц2, Ц3,..., ЦN-1. В Цо обычно передается сверхцикловой синхросигнал (СЦС), который обозначает начало сверхцикла и обеспечивает правильное разделение СУВ по телефонным каналам на приемной станции. Передача СУВ для всех телефонных каналов в каждом цикле, т. е. без организации сверхцикла, нецелесообразна, так как привела бы к чрезмерному увеличению объема служебной информации, а кроме того, не имеет особого смысла, так как длительность даже самых коротких сигналов управления и взаимодействия в десятки раз превышает длительность цикла передачи. Увеличение же объема служебной информации привело бы к необходимости повышения скорости передачи (при сохранении числа информационных каналов) либо к уменьшению числа информационных каналов (при сохранении скорости передачи).
108
5.6.ПРИНЦИПЫ СИНХРОНИЗАЦИИ В ЦСП
ВЦСП с ВРК правильное восстановление исходных сигналов на приеме возможно только при синхронной и синфазной работе генераторного оборудования на передающей и приемной станциях (ГОпер и ГОпр). Учитывая принципы формирования цифрового группового сигнала, рассмотренные выше, для нормальной работы ЦСП должны быть обеспечены следующие виды синхронизации: тактовая, цикловая и сверхцикловая.
Т а к т о в а я с и н х р о н и з а ц и я обеспечивает равенство скоростей обработки цифровых сигналов в линейных и станционных регенераторах, кодеках и других устройствах ЦСП, осуществляющих обработку сигнала с тактовой час-
тотой FT,
Ц и к л о в а я с и н х р о н и з а ц и я обеспечивает правильное разделение и декодирование кодовых групп цифрового сигнала и распределение декодированных отсчетов по соответствующим каналам в приемной части аппаратуры.
С в е р х ц и к л о в а я с и н х р о н и з а ц и я обеспечивает на приеме правильное распределение СУВ по соответствующим телефонным каналам.
Нарушение хотя бы одного из видов синхронизации приводит к потере связи по всем каналам ЦСП.
На рис. 5.34, а показано временное распределение циклов в сверхцикле, формируемом на передаче. При наличии тактовой, цикловой и сверхцикловой синхронизации на приеме временное расположение циклов и сверхциклов, определяемое генераторным оборудованием приема, соответствует расположению на передаче, т. е. не изменяется. При этом осуществляется правильное разделение информационных сигналов и СУВ по соответствующим телефонным каналам. Рассмотрим случаи нарушения цикловой и сверхцикловой синхронизации (при наличии тактовой).
При нарушении цикловой синхронизации (рис. 5.34, б) границы циклов на приеме произвольно смещаются по отношению к границам циклов
109