Управление РЧС Bihovskiy

5.1.1. Оптимальный следящий КП для двух ЧМ сигналов

Блок-схема оптимального КП показана на рис. 5.2. В схему входят два вычитателя, по одному на входе каждого канала, и два синхронных фазовых детектора (СФД), состоящих из фазового детектора (ФД) и генератора, управляемого напряжением (ГУН). Аттенюаторы регулируются таким образом, чтобы на их выходе амплитуды ЧМ сигналов были равны амплитудам компенсируемых сигналов. Теоретические исследования [3–9] помехоустойчивости приема двух ЧМ сигналов с использованием такого КП, выполненные как на основе аналитических методов, так и математического моделирования, показали, что:

–ЧМ сигналы могут быть полностью разделены без переходных помех между ними, если они имеют несущие одной и той же частоты и одинаковой амплитуды, сдвиг фаз между которыми равен 90°, что позволяет вдвое увеличить емкость систем, использующих ЧМ, без какого-либо расширения занимаемой полосы частот;

–если фазовый сдвиг между разделяемыми ЧМ сигналами случаен и может принимать любые значения, то для их эффективного разделения с малыми переходными помехами необходимо увеличить частотный разнос между несущими частотами;

–целесообразно применять оптимальные приемники с КП и при значительном частотном разносе, поскольку в приемниках этого типа, в противоположность стандартным типам приемников, уровень помех на выходе демодулятора не зависит от уровня мешающего сигнала на входе.

Рис. 5.2. Блок-схема оптимального КП для разделения двух ЧМ сигналов

5.1.2. Оптимальное устройство для разделения двух АМ сигналов

Устройство, синтезированное на основе теории оптимального приема непрерывных сигналов [10], показано на рис. 5.3, где обозначено: Огр — ограничитель, СД — синхронный детектор.

Рис. 5.3. Блок-схема оптимального устройства разделения АМ сигналов

Узкополосные фильтры (УФ) выделяют из принимаемого сигнала несущую частоту. В одной ветви несущая частота после ограничения в полосовом ограничителе подается на синхронные детекторы соответствующих сигналов, а в другой — модулируется в амплитудных модуляторах (МОД) оценками полезных сообщений. Сигналы с выхода синхронных детекторов фильтруются с помощью ФНЧ. Вычитатели в устройстве на рис. 5.3 предназначены для компенсации переходных помех между каналами. Анализ эффективности подавления АМ помехи с помощью этого устройства показал [10], что данный компенсатор:

–эффективно разделяет два АМ сигнала, занимающих общую полосу частот;

–увеличивает помехоустойчивость приема по сравнению с обычным синхронным приемником, причем это улучшение тем значительнее, чем больше амплитуда помехи, что объясняется возможностями оптимального приемника в подавлении помехи;

–в присутствии на входе мешающих сигналов оптимальный приемник имеет существенно более высокое (на 25–28 дБ) отношение сигнал/шум на выходе по сравнению с обычным синхронным приемником при расстройке между несущими, равной верхней модулирующейчастоте, иприотношениимощностей полезного сигнала ипомехи на входе0 дБ.

5.1.3. Итерационные КП

Оптимальные КП представляют собой устройства с обратной связью, проектирование которых существенно усложняется из-за необходимости обеспечения их устойчивости и, одновременно, хорошей фильтрации разделяемых информационных сигналов. В случае, если уровни

Блок, состоящий из последовательно соединенных смесителя (См1), узкополосного режекторного фильтра (РФ) и смесителя (Cм1* ) , показанный на рис. 5.5, представляет собой

следящий РФ (СРФ), режектирующий сигналы, мгновенная частота которых совпадает с мгновенной частотой ГУН1. Работает следящий РФ следующим образом. В См1 формируются сигналы разностной частоты между сигналами, поступающими на вход устройства, и сигналом на выходе ГУН1. Так как законы изменения мгновенной частоты этого сигнала и частоты ГУН1 отличаются незначительно, сигнал большего уровня в первом См1 преобразуется в сигнал, близкий к гармоническому. Этот сигнал подавляется в узкополосном РФ, установленном на выходе См1. Второй же (более слабый) ЧМ сигнал в этом же См1 преобразуется в широкополосный, который проходит на выход узкополосного РФ с незначительны-

ми искажениями. В Cм1* этот широкополосный сигнал преобразуется в сигнал, закон изме-

нения частоты которого повторяет закон изменения частоты второго ЧМ сигнала (а2(t)), а остаток напряжения гармонического сигнала на выходе РФ преобразуется в дополнительную помеху, наложенную на этот сигнал. Во втором ЧД2 осуществляется демодуляция вто-

рого ЧМ сигнала, и формируется оценка а21* (t). Напряжение на выходе ЧД2 изменяет мгно-

венную частоту ГУН2. Во втором следящем РФ (См2 – РФ – Cм*2 ), на который в качестве

опорного напряжения подается сигнал с выхода ГУН2, аналогично тому, как это было описано выше, осуществляется подавление слабого ЧМ сигнала. Выход второго следящего РФ является выходом 1-й ступени итерационного КП.

Развитая в [11] теория позволяет оптимизировать параметры фильтров, установленных на выходе Дем, и оценить влияние параметров РФ на эффективность выделения слабого сигнала с помощью итерационного КП. В [12] рассмотрен случай, когда на выходе Дем применяются фильтры Баттерворса n-го порядка и фазовые корректоры. В [14] разработан простой аналитический метод синтеза фазовых корректоров на основе полиномов Бесселя, а в [15] методом моделирования исследованы пороговые явления при разделении двух ЧМ сигналов итерационным КП.

Основные результаты исследований итерационных КП для ЧМ сигналов состоят в следующем:

–с помощью КП Багдади можно достичь высокого качества приема слабого ЧМ сигнала лишь при условии, что индекс ЧМ сигналов имеет достаточно большое значение

(m ≥ 8);

–используя в КП фильтры Баттерворса высокого порядка (n = 4–8) и фазовые коррек-

торы, можно обеспечить более высокое качество демодуляции слабого ЧМ сигнала по сравнению с качеством демодуляции сильного.

Результаты исследований итерационного КП для двух ЧМ сигналов представлены на рис. 5.6, на котором изображены зависимости коэффициентов γ1l и γ2l от l — числа ступеней итерации в КП, эти коэффициенты показывают, на сколько децибел мощность шума в телефонных каналах на первом (сплошные кривые — γ1l) и втором (пунктирные кривые — γ2l) выходах l-й ступени КП превосходит мощность шума, которая была бы в том случае, если бы прием как сильного, так и слабого сигналов осуществлялся в отсутствии помех. Эти зависимости построены для случая, когда отношение мощности сильного сигнала к мощности шума в информационной полосе равно 30 дБ, а слабого сигнала — 20 дБ, т.е. соотношение уровней сильного и слабого сигналов составляет 10 дБ. Кривые 1 построены для случая n = 2 и m = 2; 2 — n = 4 и m = 4; 3 — n = 3 и m = 4; 4 — n = 4 и m = 2; 5 — n = ∞ и m = 2; 6 — n = ∞ и m = 4. (Случаю n = ∞ соответствует применению в КП идеальных фильтров с прямоугольной амплитудно-частотной и линейной фазовой характеристикой.)

Рис. 5.6. Зависимости γiA, i = 1, 2, от A

Анализ кривых показывает, что в большинстве случаев применение двух или трех ступеней итераций позволяет достичь предельной (при заданных характеристиках низкочастотных фильтров) эффективности компенсатора. Применение двухкаскадного итерационного КП вместо КП Багдади дает выигрыш при разделении ЧМ сигналов, равный примерно 10 дБ. Кроме того, из рис. 5.6 видно, что даже при использовании в КП фильтров 4-го порядка и не очень больших значениях индекса модуляции (m = 2) разделение двух ЧМ сигналов итерационным КП позволяет обеспечить качество приема, не намного уступающее качеству их приема при отсутствии МС.

5.2.Обеспечение ЭМС РЭС при помощи двухканальных компенсаторов помех в системах связи с ЧМ

Многоканальные КП (на практике в основном применяют двухканальные КП) можно отнести к двум типам:

–КП с опорным входом, в которых на один из входов поступает ПС и помеха, а на другой — только помеха;

–КП, в которых ПС и МС поступают на оба входа.

Многоканальные КП первого типа находят применение в спутниковых системах связи для защиты земных станций (ЗС) от помех со стороны радиорелейных систем в диапазонах частот выше 4 ГГц. Они значительно расширяют возможности выбора площадок для расположения ЗС, позволяя во многих случаях размещать эти станции вблизи городов, что значительно снижает стоимость строительства линий, связывающих ЗС с узлами связи в городе. В КП для ЗС используются дополнительная антенна, ориентированная на источник радиопомехи, и связанный с ней дополнительный приемник.

В направлении на источник ПС коэффициент усиления дополнительной антенны должен быть незначительным, чтобы на этом входе отношение помеха/сигнал было как можно больше (более 50 дБ). Это обусловлено тем, что значение этого отношения ограничивает

возможности компенсации помех в основном тракте. Технически компенсатор помех может быть создан для работы на радиоили промежуточной частоте или при комбинировании обоих вариантов. На рис. 5.7 показана функциональная схема двухканального КП.

Рис. 5.7. Блок-схема двухканального КП

Компенсатор помех второго типа может быть использован, в частности, на радиорелейной станции (промежуточной или узловой), в которой на одной и той же частоте принимаются разные сигналы, приходящие с разных направлений. На рис. 5.8 показана схема, поясняющая возникновение помех в данном случае.

Рис. 5.8. Схема возникновения помех на радиорелейных станциях

Для приема сигналов, приходящих с разных направлений, используют разные антенны. Из-за недостаточно высокой пространственной избирательности этих антенн на вход каждого из приемников, установленных на одной станции РРЛ, помимо ПС действует и помеха. В некоторых случаях (например, при использовании перископических антенн) это приводит к необходимости применения на РРЛ четырехчастотного плана. Применение КП на таких линиях позволяет перейти на двухчастотный план, увеличивая таким образом в два раза число радиостволов, по которым в каждом направлении может передаваться полезная информация. Аналогичная ситуация возникает и при поляризационном уплотнении линии свя-

зи из-за недостаточной развязки по поляризации приемной антенны либо из-за деполяризации сигнала, возникающей при распространении радиоволн. В данном случае КП является более сложным, чем КП с опорным входом, поскольку, как видно из рис. 5.8, он должен компенсировать помехи, действующие одновременно на выходах двух приемников одной станции.

В[16] рассмотрены общие вопросы применения многоканальных КП в системах связи,

в[17] представлена методология определения оптимальных параметров КП 1-го типа, которые позволяют обеспечить высокую эффективность подавления помех, в [18] приведено описание еще одного вида КП 1-го типа и представлены результаты исследования его эффективности, в [19, 20] дан синтез оптимальных и субоптимальных структур КП 2-го типа, разработана методология их проектирования и определена эффективность подавления ими помех.

5.2.1. Компенсатор помех 1-го типа

Схема такого КП, показанная на рис. 5.7, имеет три смесителя. В См0 и См1 выделяются суммарные частоты преобразования, в См2 — разностные. В См0 с помощью опорного генератора ОГ осуществляется сдвиг несущей частоты сигнала W2(t). В адаптивном блоке АБ содержится усилитель с большим коэффициентом усиления К и узкополосный фильтр Ф0. В См2 осуществляется снятие модуляции с напряжения радиопомехи, действующей в основном канале приема. Поэтому в спектре сигнала на его выходе имеется выделяемое фильтром гармоническое напряжение, амплитуда и фаза которого таковы, что на выходе См1 формируется копия радиопомехи, действующей в основном канале приема. Кроме того, на выходе Ф0, а следовательно, и См1 имеется флуктуационное напряжение, обусловленное биением сигнала и шума на основном входе КП с помехой и шумом на его вспомогательном входе. Эти биения создают дополнительные шумы на выходе КП, наблюдающиеся даже тогда, когда помеха на его основном входе отсутствует. Эти шумы являются собственными шумами КП.

Анализ и оптимизация параметров данного КП [16, 17] для двух типов фильтров Ф0, которые имеют соответственно следующие частотные характеристики:

[1+ jω/ α]−1 и (1−μ)[1+ jω/ α]−2 +μ[1+ jω/ α]−1 ,

показал, что шумовая полоса АБ в первом случае Fш = α(К + 1)/2, а для фильтра 2-го типа шумовая полоса АБ минимальна в случае, если параметр μ выбран равным μопт =1/ 1+ K

и при этом шумовая полоса АБ равна Fш = α 1+ K . Таким образом, при больших значени-

ях К, которые необходимы для достижения высокой эффективности подавления помехи на выходе КП, применение фильтра 2-го типа позволяет обеспечить гораздо меньшую шумовую полосу по сравнению с полосой фильтра 1-го типа. В [17] получены выражения, определяющие мощность шума в телефонном канале на выходе Дем в системе ЧУ/ЧМ, который обусловлен действием радиопомехи на основном входе КП. Показано, что в случае, если отношение сигнал/помеха на основном входе КП лежит в интервале –10…+10 дБ, при применении фильтра 1-го типа и оптимальном выборе параметров АБ эта мощность изменяется

впределах 50…600 пВт. Данные результаты относятся к случаю, когда разделяемые ЧМ сигналы имеют индексы модуляции m = 1. Полоса пропускания фильтра в АБ должна выбираться порядка 5…30 Гц. Применение в КП фильтра 2-го типа уменьшает мощность шума

втелефонном канале на 8 дБ.

5.2.2. Оптимальные и субоптимальные КП

Теория оптимального приема сигналов дает мощный инструмент для синтеза двухканальных оптимальных и субоптимальных КП, предназначенных для приема ЧМ сигналов в случае, когда на оба входа КП поступают как полезный, так и мешающий сигналы [16, 20]. На рис. 5.9 представлена схема оптимального КП. В этом КП блоки, обведенные пунктиром, являются синхронно-фазовыми детекторами (СФД), узкополосные низкочастотные фильтры Ф0 стоят в цепях подстройки управляемых генераторов УГ по фазе к значениям фаз принимаемых сигналов. Широкополосные цепи слежения УГ за информационными сигналами, модулирующими по частоте сигналы, поступающие на входы КП, образованы сумматорами и фильтрами Ф, не пропускающими постоянной составляющей. Блоки ФВ представляют собой фазовращатели на 90°. Компенсатор содержит блоки измерения амплитуд сигналов и помех, действующих на его входах.

Рис. 5.9. Блок-схема оптимального КП

Методика оптимизации параметров данного КП представлена в [20]. На рис. 5.10 приведены результаты его исследования при приеме сигналов ЧУ/ЧМ. Эффективность КП целесообразно оценивать коэффициентом ηопт(r2), показывающим, на сколько децибел возраста-

ет мощность шума в телефонном канале на выходе КП по отношению к случаю, когда помеха отсутствует, в зависимости от отношения сигнал/помеха r2, дБ, на его входах.

Рис. 5.10. Зависимости η0 и ηопт от r2 для различных N

На рис. 5.10 сплошными кривыми изображены зависимости ηопт(r2) для систем ЧУ/ЧМ с числом телефонных каналов N = 60, 300 и 1020. Из рис. 5.10 видно, что при развязке между каналами приема КП всего 10…20 дБ (r2 = 10–1…10–2) увеличение шумов в телефонном канале на выходах КП не превышает 1,5 дБ при всех значениях N.

Отметим, что значения ηопт(r2), дБ, для рассмотренного КП близки к тем, которые получены в [19] на основе теории оценки параметров принимаемых сигналов, развитой В.А. Котельниковым [2]:

На рис. 5.10 для разных значениях N пунктирными кривыми представлены зависимости коэффициента η0(r2), показывающие, на сколько децибел возрастают шумы в телефонном канале в случае, когда КП не применяется. Сравнение ηопт(r2) и η0(r2) показывает, что использование КП обеспечивает значительное подавление помех и снижает требования к развязке между каналами. Если увеличение шумов из-за действия помех допустимо всего на 0,5 дБ, то необходимое ослабление помехи при отсутствии КП на входе приемника оказывается на 40 дБ больше, чем при его применении.

На рис. 5.11 показана схема субоптимального двухканального КП. В каждом канале приема для демодуляции полезного ЧМ сигнала используется СФД, перед которым включен СРФ (работа которого была описана выше при рассмотрении итерационного КП). Этот фильтр управляется сигналом, действующем на выходе ГУН, входящего в СФД другого канала приема. В СРФ осуществляется режектирование переходной помехи, действующей в данном канале.

Рис. 5.11. Блок-схема субоптимального двухканального КП

Отметим, что субоптимальный КП существенно проще оптимального, так как содержит только один СФД на каждом входе КП. Его эффективность практически такая же, как и у оптимального КП.

5.2.3. Эффективность применения КП

Результаты теоретических и экспериментальных исследований показали, что при использовании КП можно достичь подавления помех на 20…40 дБ. Использование такого оборудования существенно улучшает ЭМС различных радиосистем, работающих в общей полосе частот, и повышает эффективность использования РЧС.

Рассмотренные выше КП во многих практически интересных случаях позволяют решить проблемы обеспечения ЭМС, когда по той или иной причине традиционные методы решения этих проблем путем обеспечения ЧТР между взаимно мешающими системами оказываются не эффективными.

Компенсаторы помех могут быть использованы в наземных радиослужбах, таких, как РРЛ, работающие в сантиметровом диапазоне волн, для уменьшения территориального или углового разноса между взаимодействующими станциями, а также для уменьшения допустимого углового разноса между геостационарными спутниками, работающими в системах фиксированной спутниковой службы. Определить эффективность применения КП можно, оценив влияние степени подавления помех, обеспечиваемой с помощью компенсаторов ( дБ), на уменьшение необходимого территориального разноса, которое определяется коэффициентом Кт = R /R0, где R0 — необходимый территориальный разнос между станциями без применения компенсаторов, а R — расстояние между этими же станциями при использовании компенсатора помех со степенью подавления .

На рис. 5.12 построены зависимости коэффициента Кт (для нескольких значений R0) от значения . Эти зависимости могут быть использованы для оценки эффективности применения КП в РРЛ связи, работающих в диапазоне частот 1…8 ГГц. Как видно из рис. 5.12, зависимость Кт от нелинейна. По этой причине эффективность применения компенсатора с той или иной степенью подавления будет различной в зависимости от начальных условий.