dsd11-12 / dsd-11=ТКС / Kulakov
.pdfτj = Сj RCj ;
Рассчитать оценку верхней граничной частоты по формуле
ωв ≈ N1 .
∑τ j
j =1
На рис. 5.2 проиллюстрировано применение описанного выше метода. При этом предполагалось, что источник сигнала, подключенный к входу системы (Вх) имеет нулевое сопротивление, а выход (Вых) не нагружен.
Важно отметить, что при расчете должны учитываться емкости, которые ограничивают именно верхнюю граничную частоту. Так, например, емкости гальванической развязки между каскадами, которые определяют нижнюю граничную частоту, не должны учитываться.
Метод оценки нижней граничной частоты
Оценить нижнюю граничную частоту эквивалентной схемы, состоящей только из резисторов, конденсаторов и источников (в том числе управляемых) можно с помощью метода, известного как SC s метод, дуального описанному выше. При этом должны учитываться только емкости, которые ограничивают полосу пропускания снизу (в цепях гальванической развязки и т.д.). Оценка более реалистична, если один из нулей системы доминирует.
Для оценки нижней граничной частоты в системе состоящей только из резисторов, N – конденсаторов и источников необходимо:
Рассчитать каждое эффективное сопротивление RCj связанное с емкостью Сj (j = 1 ... N) при условии, что остальные N – 1 емкостей закорочены;
Рассчитать связанные с емкостями частоты ω j = 1/(Сj RC j); Рассчитать оценку нижней граничной частоты по формуле
N
ωн ≈ ∑ ωj .
j =1
На рис. 5.3 проиллюстрировано применение описанного выше метода. При этом предполагалось, что источник сигнала, подключенный к входу системы (Вх) имеет нулевое сопротивление, а выход (Вых) ненагружен.
|
|
|
|
|
|
R1 |
C1 |
C2 |
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
Вх |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Вых |
щн ≈ щ1 + щ2 |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
R2 |
|
|
|
|
R3 |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
а) |
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
R1 |
C1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
Вх |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Вых |
RC1 = R1 + (R2 || R3 ) |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
R2 |
|
|
|
|
R3 |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ω = |
1 |
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
б) |
1 |
|
C1 RC1 |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
R1 |
|
|
|
C2 |
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
Вх |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Вых |
RC2 = R3 + (R1|| R2 ) |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
R2 |
|
|
|
|
R3 |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ω |
|
= |
|
1 |
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
C2 RC2 |
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
в)
Рис. 5.3. Применение метода оценки нижней граничной частоты: а – исходная эквивалентная схема; б – расчет эффективного сопротивления, связанного с емкостью С1; в – расчет эффективного сопротивления, связанного с емкостью С2
Соотношения частотных и временных характеристик для малого сигнала
Время нарастания tr (по уровням 0,1; 0,9) выходного сигнала системы при ступенчатом входном воздействии связано с верхней граничной частотой ωв широкополосной системы соотношением
ωв tr ≈ 2,2 .
Время нарастания в многокаскадной системе можно оценить по формуле
tr ≈ tr21 + tr22 + tr21 + K ,
где tri – время нарастания i-го каскада.
Полосу пропускания системы, состоящей из N идентичных однополюсных каскадов с постоянной времени τ можно оценить c помощью выражения
ωв ≈ 0,83 .
τ N
Примеры широкополосных усилительных каскадов
Условия низкого напряжения питания в современных СБИС накладывают дополнительные требования на электрические схемы устройств. Во-первых, нежелательно использование в любой ветви “земля-питание” более двух транзисторов (основного и нагрузочного). Вовторых, повышение линейности схем не должно проходить за счет увеличения напряжения смещения транзисторов. При этом желательна минимизация влияния технологического разброса параметров транзисторов на основные характеристики схем.
Этим требованиям удовлетворяет базовое звено на рис.5.4.
Vdd
С
Uвх1
|
Т1 |
R |
Uвых |
|
СUоп1
Uвх2 |
Т2 |
|
R
Рис.5.4 Базовое звено Геометрические размеры транзисторов Т1 и Т2 в базовом звене должны быть
одинаковыми. Опорное напряжение Uоп1 выбирается из условия максимизации динамического диапазона звена при заданном напряжении питания. Ниже приведены соотношения, связывающие выходное напряжение сигнала базового звена, со входными сигналами, полученные в результате анализа малосигнальной эквивалентной схемы:
U вых |
= K1U вх1 − K 2U вх2 |
где |
|
|
|
|
||||
K1 ≈ |
jωCR |
× |
|
|
1 |
× |
|
|
1 + jωCgs / g |
|
1 + jω(C + Cgd )R |
1 |
+ 2G / g +1/ gR1 |
1 |
+ jω(Cgs + C1 ) / g |
||||||
|
|
|
и
K2 |
≈ |
|
|
jωCR |
× |
|
|
1 |
|
× |
|
|
1 |
|
|
1 |
+ jω(C + Cgs + 2Cgd )R |
1 |
+ 2G / g |
+1/ gR1 |
1 |
+ jω(Cgs |
+ C1 ) / g |
||||||||
|
|
|
|
Здесь g и G – емкости затвор
крутизна и выходная проводимость транзисторов в заданном режиме; Сgd, Cgs- исток и затвор-сток транзисторов; C1 и R1 –емкость и сопротивление нагрузки.
Область средних частот, в которой коэффициенты передачи слабо зависят от частоты, лежит в пределах gC1>>ω>>1/RC. Наиболее эффективно базовое звено работает при коэффициентах передачи, близких к единице. Для этого необходимо выполнение следующих условий:
C>>(Cgs+2Cgd); gR1>>1.
На рис.5.5 приведена схема широкополосного усилительного каскада на основе базового звена. Его малошумящий вариант показан на рис. 5.6.
Напряжение входного сигнала, которое было инвертировано первым базовым звеном, войдет в выходное напряжение с коэффициентом K2K12. Напряжение входного сигнала, которое
было инвертировано вторым базовым звеном войдет в выходное напряжение с коэффициентом K2K11, третьим – K2.
Общий коэффициент усиления составит
K=K2(1+K1+K12).
Вобщем случае для N- базовых звеньев
K(N)=K2(1+K1+K12+…+K1(N-1))=K2(1-K1N)/(1-K1).
Впредельном случае, при N->∞, K=K2/(1-K1).
|
Vdd |
Vdd |
Vdd |
|
|
С |
С |
С |
|
|
R |
R |
R |
Uвых |
|
|
|
|
|
Uвх |
С Uоп1 |
С Uоп1 |
С Uоп1 |
|
|
|
|
|
|
|
R |
R |
R |
|
|
Uоп2 |
Uоп2 |
Uоп2 |
|
|
Рис.5.5 Широкополосной усилительный каскад. |
|
||
|
Vdd |
Vdd |
Vdd |
|
|
С |
С |
С |
|
|
R |
R |
R |
Uвы |
|
|
|
|
|
|
Uоп1 |
Uоп1 |
Uоп1 |
|
Uвх |
|
|
|
|
|
Сin |
|
|
|
Rin
Uоп2
Рис.5.6 Широкополосной усилительный каскад с пониженным уровнем шума.
|
|
Vdd |
|
Uвх1 |
С |
|
С |
|
|
|
|
|
R |
|
R |
|
Uоп1 |
|
Uоп1 |
|
С |
Uвых1 |
С |
|
|
||
Uвх2 |
|
|
|
|
R |
|
R |
|
Uоп2 |
|
Uоп2 |
Vdd
Uвых2
Рис.5.7 Дифференциальный усилительный каскад На рис.5.7 показан дифференциальный каскад, построенный на основе перекрестного
включения базовых звеньев. Ниже приведены выражения описывающие дифференциальный каскад на базовых звеньях.
Uвых1=K1Uвх1-К2 Uвх2,
Uвых2=K1Uвх2-K2Uвх2.
Uвых2 -Uвых1=( K1+ K2)( Uвх2- Uвх1),
Uвых2 +Uвых1=( K1- K2)( Uвх2+ Uвх1).
Коэффициент усиления дифференциального сигнала составляет
KD=K1+K2,
а коэффициент ослабления синфазного сигнала составляет Коос= ( K1 +K2)/(K1-K2) .
Лекция 6.
Свойства шумящего четырехполюсника. Примеры малошумящих усилителей.
Напомним, что коэффициента шума многокаскадной системы определяется выражением:
F = F |
+ |
F2 −1 + |
F3 −1 |
+K+ |
FN −1 |
, |
(6.1) |
|
∏Nn=−11КуРn |
||||||
1 |
|
КуР1 |
КуР1КуР2 |
|
где Fn - коэффициент шума n- го каскада, рассчитанный по отношению к управляющему потенциалу предыдущего блока и КуPn доступное усиление по мощности n- го каскада.
Выражение (6.1) показывает, что наибольший вклад в многокаскадную систему вносит шум первого каскада. Поэтому в радиотракте первым каскадом, как правило, является малошумящий усилитель (МШУ).
Коэффициент шума четырехполюсника
Коэффициент шума четырехполюсника F определяется как отношение общей мощности выходного шума на данной частоте к доле выходного шума обусловленной источником сигнала. На рис.6.1 приведена эквивалентная схема шумящих четырехполюсника и источника сигнала.
|
|
|
en |
Y ( ) |
is |
in |
Yp( ) |
s |
|
|
|
Рис. 6.1. Эквивалентная схема шумящих четырехполюсника и источника сигнала Коэффициент шума в системе показанной на рис. 6.1 определяется выражением
|
i 2 |
+ |
|
i |
|
+Y |
e |
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
F = |
s |
|
|
|
n |
s |
|
n |
|
|
, |
(6.2) |
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
is2 |
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
где Ys – адмиттанс источника.
Шумовой ток in и шумовое напряжение en могут иметь определенную степень корреляции. При этом ток in можно представить в виде
in = ic + iи ,
где ic и iu — коррелированная и некоррелированная с en составляющие. Удобно ввести корреляционный импеданс Yc
ic = Yc en .
Выражение (6.2) для коэффициента шума преобразуется к виду
|
i 2 |
+ |
|
|
i |
|
+ ( Y +Y |
) e |
|
|
2 |
|
|
|
i 2 |
+ |
|
Y +Y |
|
2 |
e2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||
F = |
s |
|
|
|
|
u |
c |
s |
|
n |
|
|
|
=1 + |
|
и |
|
|
c s |
|
|
n |
. |
(6.3) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
is2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
is2 |
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
В выражении (6.3) присутствуют три независимых источника шума (iu, en, is ), которыми полностью описываются шумовые свойства системы. Этим источникам можно сопоставить (по определению) соответствующие эквивалентные шумовые сопротивления и проводимости
e2
Rn ≡ n ,
4 k T Дf
i 2
Gu ≡ u ,
4 k T Дf
Gs ≡ |
|
is2 |
|
. |
|
4 k T |
Дf |
||||
|
|
Выражение для коэффициента шума в терминах шумовых сопротивлений и проводимостей имеет вид
|
|
G + |
|
Y +Y |
|
2 |
R |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
F =1 + |
и |
|
c s |
|
|
|
n |
= |
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
Gs |
|
|
||||||
|
|
|
|
|
(6.4) |
|||||
|
Gи + [(Gc +Gs )2 |
|
||||||||
=1 + |
+ (Bc + Bs )2 ]Rn |
, |
||||||||
|
|
|||||||||
|
|
|
|
Gs |
|
|
|
где Gc и Gs — действительные части корреляционного адмиттанса и адмиттанса источника, а Bc и Вs соответствующие мнимые части.
Свойства источника сигнала можно выбрать таким образом, чтобы минимизировать
выражение (6.4). В этом случае оно имеет вид |
|
|
|
|
|
|
||||
F = Fmin |
+ |
Rn |
[(Gs −Gopt )2 + (Bs −Bopt )2 ], |
|
||||||
|
|
|
G |
|
|
|
|
|
|
|
где |
|
|
s |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
F |
=1+ 2 R |
(G |
+ G )=1 |
+ 2 R |
|
Gu + G2 |
+ G |
|
||
|
, |
|||||||||
min |
n |
opt |
c |
n |
|
Rn |
c |
c |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
B |
= − B , Gopt = Gu |
+ Gc2 . |
|
opt |
c |
Rn |
|
|
|
|
МОП транзистор, как шумящий четырехполюсник
Основной вклад в шумы тока стока МОП – транзистора вносят тепловой и 1/f шумы канала. Малосигнальная эквивалентная схема МОП – транзистора с источниками шума приведена на рис. 6.2.
2
du п Cзс
Uз Uc
di2п Cзи gmUзи rси Cси
Cип |
Uи |
|
Рис. 6.2. Малосигнальная эквивалентная схема МОП – транзистора с источниками шума, приведенными к затвору
Для МОП транзистора справедливы выражения, описывающие его поведение, как шумящего четырехполюсника (в области средних и высоких частот)
Gc ≈ 0 ,
B |
= ω C |
|
|
+α |
c |
δ |
|
, |
зи |
1 |
|
|
|||||
c |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
5 γ |
|
Rn = |
γ gс0 |
= |
|
λ |
|
1 |
|
, |
|
||||||
α |
|
|
|
||||||||||||
|
gm2 |
|
|
|
|
gm |
|
|
|||||||
|
δ ω |
2 |
C |
2 |
|
|
|
|
c |
|
2 |
|
|||
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
1− |
|
|
|
|
|||||||
G = |
|
|
|
|
зи |
|
|
|
|
|
|
|
. |
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
и |
5 gс0 |
||
При этом |
||||
|
||||
|
|
|||
|
ind2 |
= 4 k T γ gс0 f , |
α = gm , gс0
где gс0 – проводимость канала транзистора при Uис = 0; gm – крутизна транзистора насыщенном режиме; γ, δ – подгоночные коэффициенты. В приблизительных расчетах для короткоканальных транзисторов можно полагать γ ≈ 2, δ ≈ 4, с ≈ 0,395.
Примеры малошумящих усилителей
Основная проблема, с которой приходится сталкиваться при проектировании малошумящих усилителей - это проблема согласования входного сопротивления усилителя с сопротивлением источника сигнала. Для широкополосных каскадов ряд способов согласования показан на рис.6.3.
|
+Uи. |
|
|
|
|
|
|
+Uи. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Rсогл=R |
R |
1/gm1=R |
R |
|
|
Rсогл=Rн(A+1 |
R |
|
Вх |
R |
Вы |
Вх |
Вы |
+Uи. |
Вх |
R |
Rсо |
Вы |
|
Rсо |
|
М |
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
Оп |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
а) |
|
б) |
|
|
|
|
в) |
|
Рис.6.3 Способы согласования широкополосных каскадов.
Приведенные на рис.6.3 схемы усилитлей обладают достаточно большим коэффициентом шума. Это является следствием применения в цепях согласования сопротивлений резисторов. В варианте на рис. 6.3 б) крутизна транзистора строго задана, что также ограничивает достижимый коэффициент шума.
Предельно низких значений коэффициента шума можно достигнуть в узкополосных усилителях. Здесь для согласования используются реактивные элементы, которые не вносят дополнительного шума в систему. При этом используется тот факт, что в индуктивно вырожденных усилителях с общим истоком (рис.6.4) в выражении для импеданса затвора появляется чисто активная составляющая.
Zвх
Ls
Рис.6.4. Индуктивное вырождение истока МОП транзистора Упрощенная схема усилительного каскада, использующего индуктивное вырождение
истока показана на рис.6.5.
+Uи.п.
Lн
Uоп Вых
Вх Lg
Ls
Рис.6.5 Усилительный каскад с индуктивным вырождением истока
Лекция 7.
РЧ КМОП смесители
Смесители являются ключевым элементом преобразователей частоты в современных радиоприемных устройствах. Основным классом смесителей, которые используются в настоящее время, являются коммутационные смесители. Они используют ключи для периодического (в соответствии с сигналом гетеродина) изменения знака входного сигнала. Коммутационные смесители имеют лучшую линейность в сравнении с нелинейными смесителями, которые используют эффект кросс-модуляции для смешивания частот. На рис.1 показаны примеры построения коммутационных смесителей, которые находят применение при использовании дикретной элементной базы (с использованием диодов) (рис.1 а и б) и биполярных интегральных схем (рис.1 в). При этом можно коммутировать сигнал как по напряжению (рис.1 а и б), так и по току (рис.1 в).
|
а) |
+ - |
- + |
- |
+ |
+ |
- |
|
б) |
+ |
|
|
|
|
|
- |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
||
- |
|
|
+ |
в)
Рис.1 Примеры построения коммутационных смесителей; a) и б) – коммутация по напряжению; в) – коммутация по току.
Mixer |
|
|
|
RFp |
|
LOp |
LOm |
|
|
||
LOp |
LOm |
Vb |
|
RFm |
IFA |
Ibias |
|
|
|||
Рис.2 Двубалансный КМОП смеситель a) с драйвером сигнала гетеродина - б). |
|||
|
а) |
|
б) |
В КМОП смесителях в целях экономии потребляемой мощности и для достижения |
|||
максимальных |
рабочих частот |
можно использовать |
синусоидальную форму управляющего |
сигнала. При этом в цепи сигнала гетеродина используется буферный каскад с индуктивной нагрузкой (Рис.2 б). Величина индуктивности должна быть такой, чтобы резонансная частота контура, образованного индуктивной нагрузкой и входной екостью смесителя соответсвовала середине диапазона перестройки частот гетеродина.
Для построения квадратурных смесителей необходимо иметь сигналы гетеродина имеющие друг относительно друга фазовый сдвиг 90˚. Фазовый сдвиг 90˚ можно получить несколькими способами:
-использовать свойства цифровых делителей частоты;
-использовать сопряженную пару генераторов, управляемых напряжением;
-использовать фазовращающие цепочки.
Пример высокочастотного фазовращателя приведен на рис. 3.
LOp |
LOm |
Vb
Ibias
Рис.3 Высокочастотный фазовращатель.
В КМОП смесителях как и биполярных схемах помимо коммутации по напряжению может быть использована коммутации по току. Переложение известной схемы смесителя на основе ячейки Гильберта в КМОП базис показано на рис.4.
Коэффициент передачи и шумовые свойства смесителя во многом определяются формой сигнала гетеродина. На относительно низких частотах удобно использовать прямоугольный управляющий сигнал (рис. 5 а). На высоких частотах целесообразнее использовать синусоидальный сигнал (рис.5 б), при этом становится важным положение среднего уровня управляющего сигнала относительно фактического уровня запирания ключевых транзисторов смесителя.
При этом различают случаи, когда выключение ключей одного пути протекания тока происходит одновременно со включением ключей другого пути (рис.5 б); выключение ключей одного пути протекания тока происходит до момента включения ключей другого пути (рис.5 в); выключение ключей одного пути протекания тока происходит после момента включения ключей
другого пути (рис.5 г).
IF Out
VLO |
|
Rs/2 |
Ls |
Ls |
|
VRF |
|
Rs/2 |
|
L |
C |
Рис.4 Смеситель на основе ячейки Гильберта.