Гаврилов Основы ядерной електроники ч.1 2010

циалов на входе при больших загрузках. Поэтому в предусилителях, работающих при больших загрузках, применяют так называемую импульсную восстанавливающую обратную связь. В этом случае резистор обратной связи RОС заменяется элементом, включающимся на короткое время, необходимое для восстановления базовой линии на выходе предусилителя.

Рис. 2.11. Предусилитель с импульсной восстанавливающей обратной связью

Существует два типа таких схем. С германиевыми детекторами при высокой входной загрузке чаще используют предусилители с транзисторным ключом в цепи восстановления. Примером такого подхода является модуль 2101, выпускаемый фирмой CANBERRA Ind. Его упрощенная структурная схема приведена на рис. 2.11. Компаратор следит за уровнем выходного напряжения предусилителя. Когда этот уровень приближается к границе динамического диапазона UВЫХ.m, компаратор срабатывает, открывает ключ, и происходит быстрый разряд конденсатора обратной связи СОС с восстановлением базового потенциала.

С Si(Li)-детекторами для рентгеновской спектрометрии чаще используют схему с импульсной оптоэлектронной обратной связью. Структура схемы аналогична показанной на рис. 2.10, но, как и в предыдущем случае, на выходе предусилителя включается пороговая схема. При еѐ срабатывании на светодиод подается кратковременный импульс тока. Возникающая вспышка света создает ток в цепи затвора полевого транзистора, которым разряжается интегрирующий конденсатор, восстанавливая потенциал входной цепи. На время восстановления спектрометрический тракт блокируется.

51

52

Рис. 2.12. Зарядочувствительный предусилитель с импульсной оптоэлекронной обратной связью

Принципиальная схема такого предусилителя с импульсной оптоэлектронной обратной связью приведена на рис. 2.12 (ОИЯИ, г. Дубна). Входной каскодный узел составляют транзисторы VT1 и VT4. Полевой транзистор VT1 работает в режиме постоянного тока, задаваемого каскадом на транзисторах VT2, VT3, что стабилизирует режим. Нагрузкой для VT4 является генератор тока на транзисторе VT5. Кроме стабилизации режима VT4, это позволяет получить высокий коэффициент усиления каскодной схемы. Достижению последней цели способствует и высокое входное сопротивление истокового повторителя на VT6. На выходе предусилителя включен комплементарный эмиттерный повторитель на транзисторах VT7 и VT8 для обеспечения большей мощности в нагрузке. Микросхема К140УД1А контролирует выход предусилителя и по достижении выходным напряжением заданного уровня запускает одновибратор на транзисторах VT11, VT12. Одновибратор задает импульс тока через светодиод АЛ102Б. Для организации световой обратной связи кристалл полевого транзистора VT1 (2N4416) переставлен в специально изготовленный корпус из нитрида бора. В этом же корпусе монтируется светодиод.

Схемотехника предусилителей постоянно совершенствуется. Характеристики некоторых таких современных приборов, поставляемых на рынок экспериментального оборудования, приведены в табл. 2.1.

Для последующей обработки сигнала в основном (формирующем) усилителе и для стабилизации режима работы секций основного усилителя существенное значение имеет тип связи между выходом предусилителя и последующей усилительной секцией. Проблему составляют наложения импульсов на выходе предусилителя, способные нарушить нормальную работу основного (формирующего) усилителя, особенно при больших загрузках. Действительно, на выходе зарядочувствительного предусилителя, как было установлено в предыдущем разделе, формируются сигналы с коротким фронтом, соответствующим длительности импульса тока детектора (рис. 2.13,а), и пологим спадом, определяющимся

постоянной времени τВХ ROCCOC . Наличие малых интервалов времени между статистически распределенными импульсами тока

53

цепь ROC COC в единицу времени поступит заряд Qn, где n – интенсивность регистрации частиц. Заряд в единицу времени есть не что иное, как ток, который в установившемся режиме должен быть ра-

= 5 103 с-1 имеем δU 10 , т.е. смещение нулевого уровня в 10 (!!!)

раз больше, чем амплитуда отдельного импульса.

Помимо смещения нулевого уровня имеют место и флуктуации этого уровня U. Для вычисления U воспользуемся формулой

ного выходного импульса в виде

54

U ВЫХ (t) (Q / CОС )exp[ t /(RОСCОС )] .

Тогда

σU QCOC nROCCOC 2 .

Для рассмотренного выше числового примера флуктуации нулевого уровня превышают амплитуду одиночного импульса более чем в 2 раза.

Проведенные расчеты показывают, что:

а) динамический диапазон предусилителя, применяемого в спектрометре для регистрации событий с умеренной интенсивностью поступления, должен быть в 15–20 раз шире, чем у предусилителя, рассчитанного для работы с редкими событиями;

б) смещение нулевого уровня на выходе предусилителя и флуктуации этого уровня могут перегружать основной усилитель, в результате чего наложенные импульсы либо не будут измерены, либо будут измерены неправильно.

Для уменьшения влияния наложений используется укорачивание сигналов. Рассмотрим подробнее особенности укорачивающих цепей, соединяющих предусилитель с формирующим усилителем.

2.6. Укорачивание сигналов

Укорачивание дифференцирующими CR- и CRL-цепями. По-

скольку укорачивание сигналов выполняют после предварительного усиления, то интегрирующая цепь детектора и укорачивающая цепь развязаны друг от друга (рис. 2.14). В простейшем случае укорачивание осуществляют обычной дифференцирующей CR-цепью.

При этом постоянную дифференцирования

где tН – время нарастания фронта сигнала; ВХ –

55

постоянная интегрирования на входе предусилителя, определяющая время спада сигнала. Форма укороченных выходных импульсов приведена на рис. 2.13,в.

В том случае, когда на CR-цепь подаются сигналы с очень малым временем нарастания, например, от сцинтилляционного детектора, укороченный импульс имеет заостренную, резко спадающую вершину (рис. 2.15, кривая CR). Такая форма не всегда желательна, так как ухудшаются условия для последующего амплитудного преобразования и оцифровки таких сигналов. С этой точки зрения более удобную форму выходных импульсов дает укорачивающая CRL-цепь (рис. 2.15,а). Благодаря индуктивности выходной сигнал несколько расширяется у вершины и сужается у основания (изо-

бражена реакция на единичную ступеньку при L R2C / 4 ).

При прохождении сигнала с экспоненциальным спадом через простую дифференцирующую CR-цепь выходное напряжение имеет выброс противоположной полярности (рис. 2.13,в). Подобные выбросы, особенно при повышенных загрузках, приводят к искажению

и даже потере информации. Поэтому укорачивание часто выполняют специальной компенсированной дифференцирующей цепью, обеспечивающей просто экспоненциальный спад выходного сигнала без выброса. Название цепи происходит от метода ее синтеза, основанного на компенсации полюса нулем в передаточной функции.

Примем, как и при оценке наложений, что форма одиночного импульса на выходе предусилителя (на входе укорачивающей цепи) представляет собой спадающую экспоненту:

U ВЫХ.ПУ U ВХ.ДИФ(t) U MAXexp tτВХ ,

где ВХ – постоянная интегрирующей нагрузки детектора. Тогда на выходе обычной дифференцирующей CR-цепи получим в операторном виде следующую форму сигнала:

56

ленные на единицу длины линии) индуктивность и емкость для распределенных линий или индуктивность и емкость отдельных звеньев для линий с сосредоточенными параметрами.

Рассмотрим сначала схемы укорачивания сигналов, использующие линию задержки как формирующий элемент. В зависимости от источника сигнала и способа включения нагрузки существует несколько схем. Наиболее распространенные приведены на рис. 2.18.

Схема, изображенная на рис. 2.18,а, работает от генератора с низким выходным сопротивлением (генератора напряжения) и использует в качестве формирующего элемента отрезок линии задержки, закороченный на конце. При подаче импульса генератора амплитудой UГ в линии возникают перепад тока амплитудой

UΓ 2ρ и перепад напряжения величиной UГ/2, распространяю-

щиеся со скоростью 1/tЗ0 от начала к концу линии. Эти перепады называют падающими. Спустя время задержки tЗ0l они достигают закороченного конца линии и отражаются от него с коэффициентами

Γil ρ 0 ρ 0 1, Γul 0 ρ 0 ρ 1,

соответственно для перепадов тока и напряжения.

Таким образом, отраженный перепад тока имеет ту же амплитуду и полярность, что и падающий, распространяется от конца к началу линии, а суммарный ток в линии удваивается:

В момент времени t1+2tЗ0 l отраженный перепад достигает начала линии. Так как здесь выполняются условия согласования, то Гi0= =0, новых отражений не возникает, и в цепи устанавливается ток,

равный U Г / ρ (рис. 2.18,г). Что касается отраженного перепада на-

пряжения, то по амплитуде он также равен падающему, но имеет противоположную полярность (Гul =–1). Поэтому по мере его распространения от конца к началу линии происходит разряд линии до нуля. В момент времени t1+2tЗ0 l нулевое напряжение установится в начале линии, откуда и снимается укороченный импульс (рис. 2.18,г). Момент окончания импульса генератора эквивалентен

59