Эл-тех / Elektronika_i_skhemotekhnika_Chast_2 / Электроника и схемотехника. Часть 2 / 65-76, правка

76

Э квивалентная схема каскада приведена на рис. 19.29. Предполагается, что в рассматриваемом диапазоне частот конденсаторы C1, C2, C3 можно считать закороченными, а частотные свойства транзистора еще не проявляются.

Резисторы R1 и R2 отображены на схеме одним резистором Rб, равным:

.

Выходное напряжение можно определить как произведение тока h_{21 Э} i_Б на комплексное сопротивление выходной цепи Z_экв(j) и записать коэффициент усиления каскада по напряжению в виде

, (19.48)

где ;

.

Модуль К(j) определяет амплитудно-частотную характеристику коэффициента усиления по напряжению

, (19.49)

где – коэффициент усиления каскада на резонансной частоте.

Соотношение (19.49) легко приводится к типовому виду

, (19.50)

где – эквивалентная добротность каскада;

– волновое сопротивление контура;

– (19.51)

относительная расстройка частоты.

Полосе пропускания каскада на уровне соответствует относительная расстройка частоты , откуда получаем . Следовательно, добротность каскада можно определить экспериментально как отношение резонансной частоты к полосе пропускания (см. рис. 19.32, а).

Важной характеристикой усилителя является его избирательность, определяемая как отношение коэффициента усиления на резонансной частоте к коэффициенту усиления на заданной частоте помехи f_п:

. (19.52)

Добротность контура должна быть выше добротности каскада, рассчитанной по заданной избирательности

,

так как контур шунтируется выходным сопротивлением транзистора и сопротивлением нагрузки.

Если один каскад обеспечивает требуемую избирательность, но не обеспечивает необходимое усиление, можно ввести дополнительный усилительный каскад с резистивной нагрузкой.

При последовательном включении двух резонансных усилителей, настроенных на одну и ту же частоту, их избирательности перемножаются.

Высокочастотные избирательные усилители с большим коэффициентом усиления склонны к самовозбуждению за счет внутренней обратной связи по напряжению в транзисторе (ее отражает параметр h_{12 Э}, который мы не учитывали в приближенных эквивалентных схемах). Для устранения самовозбуждения используется каскодное включение транзисторов (рис. 19.30). Эквивалентный транзистор имеет следующие параметры:

Каскад с ОБ отличается очень малыми значениями параметров h_{12 Б} и h_{22 Б}. Поэтому в каскодном усилителе уменьшается внутренняя обратная связь в транзисторе и шунтирующее влияние выходной проводимости транзистора на контур.

Для уменьшения шунтирующего влияния нагрузки связь контура с ней делается трансформаторной или автотрансформаторной. Для уменьшения влияния выходной проводимости транзистора используется неполное включение транзистора в контур.

С учетом ряда отмеченных приемов построена схема резонансного усилителя, приведенная на рис. 19.31. Выходные цепи транзистора VT1 с ОЭ и транзистора VT2 с ОБ по постоянному току включены последовательно. Задаваясь током в выходной цепи I₀ 1 мА и током делителя I_д  10 I_Б = 10 I₀ /, легко рассчитать сопротивления резисторов R_ф, R1, R2, R3, R_Э, задающие указанные на схеме потенциалы.

Коэффициент усиления на резонансной частоте определяется выражением

, (19.53)

эквивалентная добротность каскада

, (19.54)

где – коэффициент трансформации;

– коэффициент включения транзистора в контур;

Q – добротность свободного контура;

R₀ – резонансное сопротивление контура;

– эквивалентное сопротивление контура.

Катушка контура выполнена с применением ферритового сердечника. Настройка контура на резонансную частоту осуществляется с помощью конденсатора переменной емкости C.

Иногда от усилителей требуется воспроизведение полосы частот (например, в УПЧ). Частотную характеристику столообразной формы получают используя «двойки» или «тройки» последовательно включенных взаимно расстроенных каскадов или полосовой двухконтурный фильтр (рис. 19.32).

В заключении параграфа коснемся вопросов о нелинейных искажениях выходного напряжения резонансного усилителя и о его КПД.

Качество усиливаемого сигнала при линейном резонансном усилении высоко как за счет линейности используемого для усиления участка ВАХ, так и за счет высокой избирательности контура. В качестве примера предположим, что в связи с неидеальностью ВАХ в токе транзистора возникла его вторая гармоника, что эквивалентно появлению нелинейных искажений тока. Пусть эквивалентная добротность контура Q_экв = 100, тогда, в соответствии с (19.51), относительная расстройка для второй гармоники Y₂ = 1,5. При этом возникающие в токе нелинейные искажения будут снижены в выходном напряжении до , т.е. почти в 150 раз. Таким образом фильтруются побочные спектральные составляющие, поступающие на вход усилителя. Что касается КПД, то его теоретически предельное значение равно 0,5 вследствие работы усилителя в режиме класса «А».

19.6. Усилители мощности

При проектировании выходных каскадов стремятся максимально полнее использовать напряжение и ток источника питания с целью обеспечения более высокого коэффициента полезного действия. Главное назначение выходного каскада – получение требуемой мощности P_н в заданной нагрузке R_н. Оно достигается прежде всего выбором соответствующего транзистора.

Повышение КПД возможно за счет использования трансформаторной связи с нагрузкой, а также режимов усиления классов В, АВ и С.

На рис. 19.33, а приведена схема трансформаторного усилителя мощности с ОЭ в режиме класса А. Выбор положения точки покоя прежде всего ограничен условиями:

;

;

P_К = U₀ I₀ < P_Кдоп,

где I_{К доп}, U_{КЭ доп}, P_{К доп} – предельно допустимые для данного транзистора значения тока коллектора, коллекторного напряжения и мощности рассеяния на коллекторном переходе. Графическое представление этих неравенств выделяет рабочую область на выходных характеристиках транзистора. Рабочая точка А выбирается на нагрузочной прямой постоянного тока, проходящей вертикально при U_КЭ = U₀ = E. Через точку А проведена нагрузочная прямая переменного тока. Мощность сигнала в коллекторной цепи транзистора графически соответствует площади заштрихованных треугольников (на рис. 19.33, а):

(19.55)

где – КПД трансформатора.

Амплитуда переменного напряжения на коллекторе

Амплитуда переменной составляющей тока коллектора

Сопротивление выходной цепи переменному току

Коэффициент трансформации выбирают таким, чтобы пересчитанное к первичной цепи сопротивление нагрузки соответствовало рассчитанной выше величине обеспечивающей требуемую мощность P_н

откуда (19.56)

Ток коллектора в рабочей точке I₀ = I_m+I_min.

Полная мощность, потребляемая от источника питания

P_ = I₀E.

Коэффициент полезного действия каскада

(19.57)

где – коэффициент использования транзистора по току;

– коэффициент использования транзистора по напряжению.

Максимальное теоретическое значение КПД трансформаторного каскада в режиме А равно 50 % (при В практических схемах удается реализовать

Самым тяжелым для транзистора является режим покоя, когда на коллекторе рассеивается мощность При подаче входного сигнала она уменьшается до значения

Соотношения для выбора транзистора:

Суммарная поверхность пластинчатого радиатора, на который надо установить транзистор, чтобы при максимальной температуре окружающей среды T_{с мах} температура перехода не превышала допустимого значения T_{п мах} определяется выражением

(19.58)

где – тепловое сопротивление участка «переход – корпус транзистора», являющееся справочным параметром используемого транзистора.

Трансформатор TV1 в каскаде работает с постоянным подмагничиванием сердечника. Ток I₀ должен быть меньше тока намагничивания. Сердечник обычно выполняют с зазором.

Другой недостаток рассматриваемой схемы – трудность температурной стабилизации режима работы транзистора. С этой целью в качестве R_б можно использовать нелинейное сопротивление, значение которого растет с ростом температуры окружающей среды.

Более высокий КПД позволяет получить двухтактный выходной каскад в режиме В (рис. 19.33, б). В состоянии покоя (при U_вх = 0) транзисторы VT1 и VT2 закрыты, так как по постоянному току их эмиттерные переходы закорочены активным сопротивлением вторичных обмоток трансформатора TV1. Рабочая точка В находится в начале координат входной характеристики транзистора (рис. 19.33, в), токи базы и коллектора VT1 и VT2 равны нулю. К транзисторам прикладывается все напряжение источника питания (U_КЭ = Е на выходных характеристиках).

При подаче входного напряжения трансформатор TV1 формирует на базах транзисторов VT1 и VT2 равные по величине, но противоположные по фазе сигналы. В положительный полупериод напряжения на базе VT1 этот транзистор обеспечивает протекание тока I_К1 от плюса источника питания Е через верхнюю половину первичной обмотки трансформатора TV2, формируя на его коллекторе перепад напряжения амплитудой U_m. В это время транзистор VT2 закрыт и к его коллектору прикладывается максимальное обратное напряжение (E + U_m).

В отрицательный полупериод напряжения на базе VT1 этот транзистор закрыт, но VT2 обеспечивает протекание тока I_К2, который создает в сердечнике трансформатора TV2 магнитный поток противоположного направления, чем I_К1. Постоянное подмагничивание сердечников отсутствует как в выходном (TV2), так и во входном (TV1) трансформаторе.

Основные соотношения для расчета каскада:

1) мощность переменного сигнала в коллекторной цепи транзисторов (соответствует площади заштрихованного на рис. 19.33, б треугольника):

(19.59)

2) амплитуда коллекторного напряжения может быть получена чуть меньшей напряжения источника питания Е :

3) амплитуда тока коллектора транзистора

4) сопротивление выходной цепи переменному току

5) коэффициент трансформации выходного трансформатора

6) мощность, потребляемая от источника питания

(19.60)

где – среднее значение тока в цепи источника питания;

7) коэффициент полезного действия каскада

(19.61)

Максимальное теоретическое значение КПД составляет 78 % (при В практических схемах удается реализовать = (50–60) %.

Мощность, рассеиваемая в транзисторах, определяется выражением

(19.62)

Эта зависимость носит экстремальный характер. Наиболее тяжелым для транзисторов является режим при котором

Соотношения для выбора транзисторов:

Недостатком режима класса В являются искажения сигнала, особенно заметные в момент перехода через нуль (искажение типа «ступенька»). Поэтому в практических схемах чаще используют режим АВ (рис. 19.33, в). В режиме АВ ток в рабочей точке выбирается равным не нулю, а порядка пяти процентов от максимального. КПД при этом незначительно снижается по сравнению с режимом В, но существенно уменьшается уровень нелинейных искажений. Необходимая величина напряжения смещения задается в результате падения напряжения на диоде VD1. Это напряжение с ростом температуры уменьшается, что способствует температурной стабилизации начального режима работы транзисторов VT1 и VT2. Заметим, что при полной симметрии плеч четные гармоники в двухтактном выходном каскаде отсутствуют.

Трансформатор обеспечивает большую гибкость схемы (возможность получить требуемую мощность P_н при различных Е), однако вносит дополнительные частотные искажения (на нижних частотах за счет индуктивности намагничивания, на верхних – за счет индуктивности рассеяния). Хорошо зарекомендовали себя трансформаторные каскады при работе на фиксированной частоте промышленной сети 50 Гц или 400 Гц. При усилении сигналов в широкой полосе частот предпочтение отдается бестрансформаторным схемам выходных каскадов. В качестве оконечного каскада в усилителях мощности обычно используется эмиттерный повторитель как в схеме, приведенной на рис. 19.23. Для повышения КПД оконечный каскад выполняют по двухтактной схеме в режиме АВ на транзисторах разного типа проводимости (рис. 19.34). Необходимое для режима АВ начальное смещение выходных транзисторов VT2 и VT3 создается за счет падения напряжения на диодах VD1 и VD2, включенных в цепь коллектора каскада на транзисторе VT1 по схеме с ОЭ. Каскад на VT1 обеспечивает усиление по напряжению, а выходной каскад на VT2, VT3 – усиление по току. С ростом температуры уменьшается падение напряжения на диодах, что способствует температурной стабильности начального режима работы транзисторов VT2, VT3.

По заданным P_н и R_н амплитуды напряжения и тока нагрузки определяются соотношениями

(19.63)

Напряжение источника питания выбирается из условия

(19.64)

Ток покоя выходных транзисторов выбирают порядка 5 % от I_н:

(19.65)

При этом среднее значение тока выходных транзисторов в номинальном режиме

(19.66)

Мощность, потребляемая выходным каскадом:

КПД выходного каскада

.

Соотношения для выбора выходных транзисторов:

По входной характеристике и известным значениям токов базы I_Б20 = I₀ /  и I_{Б2 m} = I_н /  определяют напряжения U_ЭБ20 и U_{ЭБ2 m}.

Требуемая амплитуда напряжения сигнала на входе выходного каскада

U_{вх 2} = U_{ЭБ2 m} +U_н.

Сопротивление резистора R_К можно рассчитать по формуле

(19.67)

Ток в рабочей точке покоя предоконечного каскада

Падение напряжения на диоде должно быть равно U_ЭБ20. Если оно меньше, между диодами VD1 и VD2 можно включить подстроечный резистор.

Величину емкости конденсатора связи с нагрузкой C2 по допустимому коэффициенту частотных искажений М_С1 на нижней граничной частоте f_н можно оценить следующим образом:

(19.68)

где – выходное сопротивление эмиттерного повторителя.

Следует подчеркнуть особую роль этого конденсатора. В полупериод, когда работает VT3 и закрыт VT2: конденсатор C2 выполняет роль источника питания, обеспечивая протекание тока в нагрузке. В другой полупериод он подзаряжается через VT2. Среднее значение напряжения на C2 обычно устанавливается равным E / 2.

В радиопередающих устройствах применяются многокаскадные генераторы, в которых используются отдельные каскады, работающие в режиме умножения частоты. При этом ослабляется воздействие мощных выходных каскадов на возбудитель, устраняется возможность самовозбуждения усилителей.

Все каскады, кроме входного, работают с внешним или независимым возбуждением и используются как усилители мощности основной гармоники, удвоители или утроители частоты (рис. 19.35).

Напряжение питания Е подается на сток полевого транзистора VT1 через развязывающий дроссель L_др1. LC-контур подключен к стоку через разделительный конденсатор C2. Через развязывающий дроссель L_др2 подается запирающее смещение Е1 на затвор полевого транзистора. В отличие от обычного усилительного режима класса А, оно выбирается равным (режим класса В) или даже большим по величине (режим класса С), чем напряжение отсечки U_отс. Углом отсечки  (подробнее см. главу 18) называют половину той доли периода, в течение которой протекает ток стока (рис. 19.36).

Ток стока имеет импульсный характер. Его разложение в ряд Фурье содержит постоянную составляющую и «косинусные» слагаемые. Зависимость коэффи-