Эл-тех / Elektronika_i_skhemotekhnika_Chast_2 / Электроника и схемотехника. Часть 2 / 149-160, правка

161

Примерами таких сигналов могут служить манипулированные сигналы, т. е. модулированные колебания, у которых модуляция осуществляется двоичным сигналом и, следовательно, модулируемый параметр принимает только два возможных значения.

На рис. 24.24 приведены возможные варианты сигналов с амплитудной манипуляцией (а), частотной манипуляцией (б) и фазовой манипуляцией (в).

Рисунок 24.24, а показывает амплитудно-манипулированный сигнал, у которого на промежутке времени 0  t₁ амплитуда постоянна и равна А₀ ; на промежутке времени t₁ t₂ амплитуда сигнала равна нулю, а на интервале t₂  t₃  опять равна А₀.

У сигнала с частотной манипуляцией (рис. 24.24, б) при одинаковой амплитуде сигнала на соседних интервалах времени различается частота. На интервале времени t₁  t₂ она выше, чем на интервалах 0  t₁ и t₂  t₃.

У сигнала с фазовой манипуля­цией (рис. 24.24, в) при одинаковой амплитуде и частоте сигнала на сосед­них интервалах времени различаются начальные фазы колебания (в моменты времени t₁ и t₂ начальная фаза мгно­венно изменяется на 180).

На первый взгляд кажется, что спектры сигналов при различных ви­дах манипуляции сильно различаются, однако на самом деле это не так.

Обратимся к рис. 24.25, из кото­рого следует, что фазоманипулирован­ный сигнал (ФМ) может быть получен простым суммированием гармониче­ского сигнала s₁ (t) с постоянной ам­плитудой А₀ и амплитудно-манипули­рованного сигнала s₂ (t) с амплитудой 2А₀. Известно, что, в соответствии с теоремой о ли­нейности спектров, спектр суммы сигналов есть сумма спектров сигналов, его состав­ляющих. Спектр первого сигнала это одна спектральная линия на несущей частоте. Второй сигнал  амплитудно-манипулированное колебание. Следо­вательно, ширина спектра сигналов при амплитудной и фазовой модуляции примерно одинакова.

При выборе способа передачи информации по каналу связи учитывается еще много соображений, в частности таких, как помехоустойчивость, скорость и количество передаваемой информации и т.д.

Учитывая все эти факторы, разработчики отдают предпочтение фазовой или частотной модуляции при передаче дискретной информации по каналам связи и практически не используют модуляцию амплитудную.

25. Демодуляция радиосигналов

Общие положения. Демодуляцией или детектированием называется процесс преобразования модулированного колебания, в результате которого получается напряжение, изменяющееся по закону модулирующего сигнала. Устройство, в котором реализуется этот процесс, называется детектором.

В зависимости от вида модуляции радиосигнала (амплитудная, частотная, фазовая) различают амплитудные, частотные и фазовые детекторы.

Детектирование, как и преобразование частоты и модуляция, сопровождается трансформацией частотного спектра и может быть осуществлено как в нелинейных, так и в параметрических цепях.

В качестве нелинейного элемента в детекторах наиболее часто используют полупроводниковые диоды. Параметрический элемент может быть представлен, например, меняющейся во времени крутизной (проводимостью) нелинейного элемента (рис. 23.6).

25.1. Амплитудное детектирование

Диодный амплитудный детектор. Амплитудный детектор, как пра­вило, следует за усилителем про­межуточной частоты в структуре радиоприемного устройства. На рис. 25.1 показана типовая схема диодного детектора. Входное АМ- колебание выделяется на контуре L_кС_к, являющемся обычно нагруз­кой каскада, предшествующего де­тектору. Так как источник сигнала u_вх, диод VD и нагрузка RC вклю­чены последовательно, схема де­тектора называется последовательной (другое название – детектор с откры­тым входом).

В зависимости от величины напряжения сигнала детектор может работать в режиме большого сигнала u_вх > 0,7…1 В и режиме малого сигнала, когда u_вх не превышает нескольких десятков милливольт.

Рассмотрим работу детектора при большом сигнале с позиций нелиней­ных преобразований спектров. На рис. 25.2 показана упрощенная трактовка процесса детектирования, из которой следует, что ток через диод представляет собой последовательность импульсов, повторяющихся с частотой ω₀. Высота этих импульсов изменяется в соответствии с законом изменения модулирую­щего сигнала (огибающая тока I (t) прямо пропорциональна огибающей U (t) приложенного к нелинейному элементу напряжения), а длительность равна t_и = , где – угол отсечки тока.

Из построений на рисунке 25.2 и формул (18.24) и (18.25) следует, что угол отсечки тока при детектировании АМ-колебания является функцией времени:

сos  (t) = ,

а величина импульсов тока меняется во времени по закону

I (t) = S U_н (t) [1 – cos  (t)] ,

здесь S – крутизна линейной части ВАХ.

Если в этом выражении для простоты не учитывать изменение угла отсечки во времени, то при тональной АМ огибающая тока через нелинейный элемент равна:

I (t) = S U_н (1+ М cos Ω t)(1 – cos  ) = I_m (1+ М cos Ω t) , (25.1)

где I_m = S U_н (1 – cos  ) – амплитуда импульса тока, соответствующая величине несущего колебания на входе (режим «молчания» М = 0).

Обозначим постоянную составляющую тока через нелинейный элемент в режиме «молчания» через I₀ = , где – коэффициент постоянной составляющей.

При наличии модуляции М ≠ 0 величина I₀ будет изменяться во времени по закону модулирующего сигнала:

I₀ (t) = I₀ (1 + М cos Ω t) , (25.2)

что можно несложно доказать, если помнить, что ω₀ ›› Ω . Это доказательство здесь не приводится.

Таким образом, ток I₀ (t), вернее, его переменная часть

I_0Ω (t) = S U_н М (1 – cos  ) cos Ω t (25.3)

и является полезной составляющей выходного тока. Выходное напряжение в схеме рис. 25.1 не имеет постоянной составляющей (за счет разделительного конденсатора C_р) и равно

u_вых (t) = I_0Ω (t) R = S U_н R М (1 – cos  ) cos Ω t . (25.4)

Поскольку его величина прямо пропорциональна огибающей входного сигнала, такой режим детектирования называют линейным, хотя процесс преобразования сигнала в детекторе является сугубо нелинейным.

Роль линейного фильтра нижних частот RC состоит в выделении полезной низкочастотной составляющей и в подавлении высокочастотных составляющих тока через нелинейный элемент. Постоянная времени цепи нагрузки детектора τ_н, с одной стороны, должна быть много больше периода несущего колебания, с другой – быть меньше периода модулирующей частоты:

2π / ω₀ << τ_н = RC < 2π / Ω . (25.5)

Левая часть неравенства (22.5) требует, чтобы токи несущего колебания и его гармоники замыкались через конденсатор нагрузки С, не вызывая напряжения на сопротивлении нагрузки R. Правая часть неравенства обусловлена тем, чтобы низкочастотное напряжение на нагрузке успевало следовать за изменениями огибающей АМК.

Рассмотрим теперь временную трактовку работы детектора при боль­шом сигнале. Временные диа­граммы на рис. 25.3 поясняют происходящие процессы. Про­текающие через диод однопо­лярные импульсы тока заря­жают конденсатор нагрузки С. Постоянная времени заряда равна τ_зар = R_д С, где R_д – прямое сопротивление диода.

В промежутках между им­пульсами тока конденсатор разряжается через сопротивле­ние нагрузки R. Постоянная времени разряда τ_разр = RС много больше постоянной времени заряда. Напряжение на нагрузке детектора u_н (t) имеет вид зубчатой кривой.

При правильно выбранной постоянной времени нагрузки (25.5) на­пряжение на нагрузке воспроизводит форму огибающей АМК (рис. 25.3, а). Если постоянная времени цепи нагрузки слишком велика, возникают харак­терные искажения продетектированного напряжения (рис. 25.3, б), приводя­щие к появлению сильных нелинейных искажений.

Рассмотрим режим работы детектора при малых сигналах. Это режим работы без отсечки тока. Такой режим имеет место при недостаточном усилении в предшествующем детектору тракте радиоприемного устройства. В этом случае условием для осуществления детектирования является наличие слагаемого второй степени в полиноме, аппроксимирующем ВАХ нелинейного элемента. Более высокие степени слагаемых полинома приведут к большому количеству ненужных спектральных составляющих, что осложнит процедуру фильтрации полезного продукта и снизит его качество. Рассмотрим спектральные составляющие тока нелинейного элемента с аппроксимацией

i = a₀ + a₁ u + a₂ u²

при воздействии колебания с тональной амплитудной модуляцией

u (t) = U (t) cos ω₀ t = U_н (1 + М cos Ω t) cos ω₀ t .

Подставив сигнал в аппроксимирующий полином, получим :

i = a₀ + a₁ U_н [cos ω₀ t + + ] +

+ a₂ U_н ² [ M cos Ω t + cos 2 Ω t + (+ ) cos 2 ω₀ t +

+ + + +

+ ] . (25.6)

Спектр этого тока, без указания величин спектральных составляющих, показан на рисунке 25.4.

Спектры высокочастотных модулированных колебаний узкополосны, поскольку ω₀ ›› Ω, и общая спектральная картина на рис. 25.4 ясно показывает наличие составляющих низких частот, расположенных вблизи нуля частотной оси, и группы очень высоких частот, существенно удаленных от нуля на частотной оси.

Единственной полезной спектральной составляющей является колебание с частотой Ω. Оно может быть отфильтровано с помощью фильтра нижних частот, в качестве которого выступает цепь нагрузки детектора RC. Однако обеспечение высокой селективности ФНЧ (пунктирная кривая 1) является непростой задачей, поэтому в полосу прозрачности фильтра попадает вторая гармоника полезного сигнала с частотой 2Ω (пунктирная кривая 2), что приводит к нелинейным искажениям выходного сигнала.

В случае детектирования сигнала со спектром, протяженным от Ω_мин до Ω_мах, расфильтровка «первых» и «вторых гармоник», а также комбинационных продуктов преобразования становится невозможной и нелинейные искажения будут существенными.

Как следует из (25.6), при рассматриваемом режиме детектирования полезная составляющая тока нелинейного элемента I_Ω имеет амплитуду a₂ U_н² М, амплитуда ее второй гармоники I_2Ω, вызывающей нелинейные искажения, равна a₂ U_н². Коэффициент нелинейных искажений (при отсутствии фильтрации по второй гармонике – пунктирная частотная характеристика ФНЧ 2 на рис. 25.4 ) равен

К_г = = , (25.7)

что при глубине модуляции М = 100 % приводит к нелинейным искажениям К_г = 25 % , поэтому описанный режим малосигнального детектирования (называемый еще «квадратичным» – по признаку того, что полезная составляющая тока I_Ω = a₂ U_н² М пропорциональна квадрату напряжения) в устройствах повышенного качества недопустим.

Входное сопротивление диодного детектора может быть оценено на основе составления энергетического баланса для схемы рис. 25.1:

Р_вх = 1 / 2 U_к I₁ = Р_вых = U_д I₀ (t) = U_д I₀ , (25.8)

где Р_вх – мощность, отбираемая детектором от источника сигнала при амплитуде напряжения на контуре U_к и при амплитуде первой гармоники тока I₁ ;

Р_вых – мощность, выделяющаяся в сопротивлении нагрузки R детектора при величине напряжения U_д и тока I₀ (при составлении баланса предполагается, что модуляция сигнала отсутствует).

Обозначая R_вх = U_к / I₁ , R = U_д / I₀ и считая U_к = U_д , из (25.8) получаем R_вх = R / 2 , т.е. входное сопротивление детектора равно половине сопротивления нагрузки.

В рассмотренном последовательном детекторе (рис. 25.1) постоянная составляющая тока протекает через источник сигнала, диод и нагрузку. Такой детектор нельзя подключать к источнику сигнала, не допускающему постоянной составляющей тока. Выходом из ситуации является использование разделительного конденсатора.

Таким вариантом детектора является параллельный амплитудный детектор (детектор с закрытым входом), схема которого приведена на рис. 25.5.

В этой схеме постоянная составляющая тока через источник не течет, так как блокируется конденсатором нагрузки С. Для фильтрации высокочастотных составляющих напряжения на нагрузке включен низкочастотный фильтр R_ф C_ф. Входное сопротивление такого детектора равно R_вх = R / 3 .

Детектирование в параметрических цепях. Процесс детектирования основан на преобразовании высокочастотного амплитудно-модулированного колебания в закон изменения во времени его огибающей. Чаще всего в детекторах используются нелинейные элементы, как было показано выше. Однако процесс детектирования может быть осуществлен и в параметрических цепях.

Пусть проводимость (крутизна) некоторого элемента (рис. 25.6) изменяется с частотой ω₀ по гармоническому закону:

g(t) = g₀ cos ω₀ t , (25.9)

н апряжение на зажимах элемента – АМК с тональной модуляцией

u (t) = U_н (1 + М cos Ω t) cos ω₀ t . (25.10)

Несложно показать, что ток, протекающий через элемент

i (t) = g (t) u (t) = U_н g₀ (1+M cos Ωt) cos ²ω₀ t , (25.11)

содержит постоянную составляющую, а также спек­тральные составляющие с частотами 2ω₀ , 2ω₀ ± Ω и Ω . Последняя спектральная составляющая является полез­ной, а постоянный ток и высо­кочастотные составляющие мо­гут быть легко отфильтрованы. Следовательно, в устройстве рис. 25.6 осуществлено ампли­тудное детектирование.

В качестве элемента с переменной проводимостью (крутизной) может быть использован, например, полевой транзистор (см. рис. 23.6). Детектирование в парамет­рических цепях имеет свои особенности. Ос­новная из них состоит в том, что для по­лучения эффекта детектирова­ния не­обходимо равенство частот вариации проводимости и сиг­нала, т.е. их син­хронность. По­этому детектирование в пара­метрических цепях называют син­хронным.

Н а структурной схеме синхрон­ного детектора (рис. 25.7) формирование напря­жения с частотой сигнала, пода­ваемого на собственно син­хронный детектор, происходит с помощью гетеро­дина, син­хронизируемого от источника сигнала.

25.2. Частотное детектирование

Детектирование ЧМК также связано с необходимостью трансформации спектра сигнала, так как в исходном колебании (24.25, 24.26) отсутствуют спектральные составляющие частоты модуляции, и осуществляется в нелинейных или параметрических цепях. Однако, поскольку нелинейный элемент не реагирует непосредственно на изменение мгновенной частоты колебания, в состав частотного детектора должен входить преобразователь частотной модуляции в амплитудную модуляцию (ЧМ – АМ), детектирование которой затем производится с помощью описанных выше амплитудных детекторов.

К роме того, в целях повышения качества радиоприема, в состав частотного детектора включают ограничитель амплитуды колебаний, устраняющий влияние импульсных и других помех, накладывающихся на сигнал в радиоканале. Структурная схема частотного детектора показана на рис. 25.8.

О граничение амплитуды ЧМК может быть выполнено рядом способов. Одним из них является использование режима ограничения в резонансном усилителе, предшествующем детектору.

Другим способом является использование для этой цели динамического ограничителя амплитуды, схема которого показана на рис. 25.9. Здесь диод VD со своей нагрузкой RС играет роль пикового детектора, постоянное напряжение на выходе которого U₀ (оно приложено знаком «плюс» к катоду диода) близко к амплитуде напряжения на колебательном контуре. Постоянная времени цепи RС выбирается значительно большей длительности амплитудных помех на контуре. Поэтому при повышении амплитуды колебаний на входе диод приоткрывается и шунтирует колебательный контур, уменьшая тем самым амплитуду колебаний на нем. При уменьшении амплитуды колебаний на контуре диод начинает закрываться и перестает шунтировать колебательный контур, увеличивая тем самым амплитуду колебаний на нем. Таким образом, в схеме осуществляется слежение за уровнем амплитуды колебаний на уровне U₀ .

Н а рис. 25.10 показана схема простого час­тотного детектора, в ко­тором роль ограничителя амплитуды входных ко­лебаний выполняет резо­нансный усилитель на транзисторе VT, рабо­тающий в режиме огра­ничения амплитуды ко­лебаний, а преобразова­телем ЧМК в АМК слу­жит колебательный контур С_кL_к, расстроенный относительно частоты несу­щего колебания f₀. При этом его резонансная частота f_р выбрана так, чтобы несущая частота приходилась на линейную часть левого склона резонансной кривой контура (изображена в левой части рис. 25.11). В отсутствии модуля­ции частоты амплитуда напряжения на контуре U_mк равна напряжению несу­щего колебания U_н.

При наличии изменений частоты входного напряжения возникают пропорциональные им изменения амплитуды напряжения на кон­туре, т.е. происходит преобразование ЧМК в АМК. Это преобразование ли­нейно при использовании линейной части склона резонансной кривой.

Зависимость выходного напряжения детектора u_вых от частоты входного сигнала называется детекторной характеристикой. Часто детекторную характеристику строят как зависимость ΔU_вых от Δf, здесь ΔU_вых – отклонение текущего значения выходного напряжения частотного детектора от значения U_н на несущей частоте: ΔU_вых = U_вых (f) – U_н, расстройка Δf – отклонение текущей частоты сигнала f от несущей частоты f₀ : Δf = f – f₀ .

Д етекторная характеристика рассматриваемой схемы частотного детектора повторяет форму левого ската резонансной кривой контура (рис. 25.12).

Недостатком частотного детектора рис. 25.10 являются нелинейность скатов резонансной характеристики контура и, следовательно, большие нелинейные искажения сигнала. Для снижения уровня нелинейных искажений при детектировании ЧМК применяют более сложные схемы.

О дна из них приведена на рис. 25.13. Частотный детектор состоит из резонансного усилителя, собранного на транзисторе VT, нагрузкой которого служат два колебательных контура, расстроенных симметрично на величину Δf относительно несущей частоты f_н , как показано на рис. 25.14.

К колебательным контурам в схеме рис. 25.13 подключены амплитудные детекторы, содержащие диоды VD₁ и VD₂ и одинаковые нагрузки RС. Постоянные токи через сопротивления нагрузок протекают навстречу друг другу, полярность создаваемых ими напряжений показана на рисунке. Результирующее выходное напряжение детектора равно

U_вых = U_d1 – U_d2 , (25.12)

где U_d1 и U_d2 – выходные напряжения каждого из детекторов.

Если изменять частоту входного сигнала, а амплитуду поддерживать постоянной, то напряжения на выходе каждого из амплитудных детекторов будут изменяться соответственно ходу резонансных кривых контуров 1 и 2 (рис. 25.14, а). Учитывая соотношение (25.12), график детекторной характеристики можно построить как разность значений ординат резонансных кривых контуров 1 и 2 на соответствующих частотах. Построенная таким образом детекторная характеристика показана на рис. 25.14, б. Полоса рабочих частот детектора ΔF, в пределах которой детекторную характеристику можно считать линейной с точностью, достаточной для практических целей, может быть оценена как

ΔF = f_р1 – f_р2 ≈ 2 Δf .

Другим параметром частотного детектора является крутизна детекторной характеристики S_чд = dU_вых / df в точке f = f₀ .

Существует много других схем частотных детекторов, в частности фазочастотный дискриминатор, детектор отношений, которые здесь не описываются. Любознательный читатель может также построить цепочку рассуждений в обоснование возможности детектирования ЧМК в параметрических цепях.

25.3. Фазовое детектирование

Рассмотрим принцип работы фазового детектора. Пусть фаза высокочастотного колебания, подлежащего детектированию, изменяется по закону ψ(t). Если такое колебание подать на обычный частотный детектор, реагирующий на изменение мгновенной частоты колебания, то напряжение на выходе детектора с учетом (24.10), равное u_вых (t) = S_чд Δf (t) = =S_чд dψ (t)/ dt, является прямо пропорциональным производной фазы входного колебания. Отсюда видно, что для осуществления фазового детектирования можно использовать обычный частотный детектор. Необходимо лишь дополнить его корректирующей цепью, осуществляющей интегрирование выходного напряжения. Подобный прием используется при детектировании колебания с медленно меняющейся фазой, например, при передаче речи.

Из всевозможных технических реализаций фазовых детекторов рассмотрим лишь одну – реализацию фазового детектора (фазометра), который может быть выполнен на интегральных микросхемах.

На структурной схеме фазометра, приведенной на рис. 25.15, обозначено:

1 – усилители-форми-рователи колебаний прямоугольной формы в моменты переходов гармонических колебаний через нулевой уровень,

RST – асинхронный RS- триггер, срабатывающий по фронту,

ФНЧ – фильтр нижних частот.

На рис. 25.16 представлены временные диаграммы работы устройства. Из входного гармонического напряжения с измеряемой фазой u_вх (t) и опорного напряжения u_о (t) той же частоты в моменты перехода их через нулевой уровень формируются колебания прямоугольной формы. По фронтам этих колебаний срабатывает асинхронный RS-триггер, формируя на выходе последовательность импульсов логического уровня единицы U ¹ с длительностью, прямо пропорциональной разности фаз измеряемого и опорного каналов.

На выходе фильтра нижних частот возникает напряжение

U_вых(φ) = U ¹ φ / 2π , (25.13)

линейно связанное с измеряемой разностью фаз.