Эл-тех / Elektronika_i_skhemotekhnika_Chast_2 / Электроника и схемотехника. Часть 2 / 91-102- правка

103

Уровни положительного и отрицательного ограничения реальных ОУ несколько отличаются от +Е и –Е (например, могут составлять +14В и –14В при напряжении источника питания 15В). Однако этим отличием в дальнейшем будем пренебрегать для упрощения анализа работы импульсных устройств.

Н а рис. 20.1 показан пример построения компаратора разнополярных напряжений на ОУ и его передаточная характеристика. Порог переключения соответствует равенству нулю напряжения на инвертирующем входе ОУ, когда . Если входной сигнал изменится на несколько десятков микровольт в ту или иную сторону относительно , то изменение U_вых будет составлять единицы вольт благодаря большому коэффициенту усиления ОУ и прекратится, как только откроется диод или стабилитрон и коэффициент передачи по цепи ОС станет равен единице. Если U_вх > U_пор, то U_вых = –U_д, а при U_вх < U_пор U_вых = U_ст, где U_ст и U_д – падение напряжения на стабилитроне и диоде соответственно (предполагается, что напряжение отпирания диода меньше падения напряжения на стабилитроне в прямом включении).

Разработаны специальные микросхемы компараторов, имеющие ряд преимуществ в сравнении с обычными ОУ. Прежде всего, компараторы переключаются гораздо быстрее, чем ОУ, так как при их проектировании предусмотрены меры, обеспечивающие быстрый выход усилительных каскадов из режима насыщения. Кроме того, в отличие от ОУ, выходной сигнал компаратора соответствует уровням, с которыми работают цифровые микросхемы. Схемы компараторов схожи со схемами операционных усилителей, но обычно проще их. Не обеспечивается линейность участка характеристики между двумя уровнями ограничения, не предусматриваются корректирующие цепи, устраняющие самовозбуждение при введении ООС.

Для уменьшения времени переключения при медленных изменениях U_вх вблизи U_пор используют схемы сравнения с ПОС – регенеративные компараторы (рис. 20.2). Особенностью таких компараторов является наличие гистерезиса передаточной характеристики. Такие устройства часто называют триггерами Шмитта.

Р езистор R3 служит коллекторной нагрузкой выходного транзистора компаратора на микросхеме К554СА3. Когда этот транзистор закрыт U_вых  4 В, а когда открыт – U_вых  0 В. Делитель обратной связи R2, R1 (цепь ПОС) подает на неинвертирующий вход компаратора приблизительно 0,01U_вых, поэтому ширина петли гистерезиса данного триггера равна примерно 40 мВ. Если на вход устройства подать, например, синусоидальное напряжение, то при пересечении этим напряжением уровней 0 (сверху) и 40 мВ (снизу) на выходе будут формироваться уровни логического 0 и 1, характерные для цифровых ТТЛ-схем. Наличие помехи амплитудой до 40 мВ в момент перехода входным напряжением нулевого уровня не вызывает ложного срабатывания компаратора.

20.3. Генераторы импульсов на дискретных элементах

Цепь положительной обратной связи с большим петлевым усилением лежит и в основе работы разнообразных импульсных генераторов. Это генераторы прямоугольных импульсов, линейно-изменяющегося напряжения, импульсов специальной формы. Они могут работать в автоколебательном или ждущем режиме.

Мультивибратором называют генератор импульсов прямоугольной формы, работающий в автоколебательном режиме и представляющий собой по структуре двухкаскадный резистивный усилитель с положительной обратной связью между входом и выходом.

Рассмотрим классическую схему симметричного мультивибратора на биполярных транзисторах, работающую в автоколебательном режиме (рис. 20.3). За счет ПОС схема постоянно находится в одном из двух квазиустойчивых состояний, когда один из транзисторов открыт и насыщен, а другой транзистор закрыт. Основным процессом в схеме является процесс перезаряда емкости, приводящий к смене состояний мультивибратора. Анализ работы устройства проведем, предположив, что транзисторы являются идеальными ключами (равны нулю напряжения между электродами открытого ключа и токи закрытого ключа).

Длительность каждого полупериода колебания определяется временем разряда емкости, включенной в цепь базы закрытого транзистора. Например, конденсатор C1 был заряжен до напряжения +E через R_К1 при открытом VT2, и когда от­крылся VT1, потенциал правой обкладки С1, равный U_Б2, стремится измениться от –E до +E за счет перезаряда C1 через R_Б2. Когда он достигает порога отпирания VT2, происходит новое опроки­дывание. Длительность полупериода колебания примерно соответствует времени, в течение которого экспо­ненциальный переходный процесс достигает половины полного перепада, т.е. .

Время восстановления, определяющее длительность фронта коллекторного напряжения, соответствует времени экспоненциального переходного процесса, который практически заканчивается через 3τ, т.е. .

Длительность среза импульса достаточно мала по сравнению с длительностью полупериода колебания и может быть определена по формуле .

Для симметричного мультивибратора (C1 = C2 = С ; R_Б1 = R_Б2 = R_Б ; R_К = R_К1 = R_К2) период колебания равен Т = T₁ + T₂ . Расчет элементов схемы можно провести в следующей последовательности: вначале выбирают

- транзистор, исходя из допустимой величины t_с,

- величину E – на 10% больше заданной амплитуды импульса,

- сопротивления резисторов R_К в цепи коллектора – по номинальному току.

Затем, задаваясь коэффициентом насыщения транзисторов S_н = 2  3, определяют сопротивления резисторов в базовой цепи ; по заданной частоте автоколебаний f определяют емкости конденсаторов .

Ждущие мультивибраторы или одновибраторы предназначены для формирования прямоугольного импульса заданной длительности при поступлении на вход короткого запускающего импульса. Такие генераторы имеют одно устойчивое и одно квазиустойчивое состояние, переход в которые за счет ПОС осуществляется регенеративно.

Рассмотрим классическую схему одновибратора с эмиттерной связью (рис. 20.4). В исходном устойчивом состоянии транзистор VT2 открыт и создает на резисторе R_э падение напряжения, большее напряжения базового делителя R1, R2, вследствие чего транзистор VT1 оказывается закрытым. Конденсатор C2 в исходном состоянии заряжен до напряжения E – I_э2 R_э (полярность этого напряжения указана на рисунке).

При поступлении запускающего импульса U_вх с амплитудой, превышающей запирающее напряжение, происходит регенеративный процесс, в результате которого VT1 открывается, VT2 закрывается. Схема оказывается во временно-устойчивом состоянии. Время нахождения в этом состоянии определяется временем разряда конденсатора С2 до нуля, который стремится перезарядиться через R_Б до напряжения . Таким образом, длительность формируемого на выходе импульса примерно равна t_и = 0,7 C2 R_Б.

После обратного опрокидывания начинается процесс восстановления, в течение которого конденсатор С2 заряжается до исходного значения через R_К1, .

По завершении процесса восстановления схема готова к формированию нового импульса. Длительность фронта и среза выходного импульса определяются частотными свойствами транзисторов:

.

Г енератором линейно-изменяющегося напряжения (ГЛИН) называют устройство, вырабатывающее импульсное напряжение пилообразной формы. ГЛИН могут работать в автоколебательном или ждущем режимах. В течение длительности рабочего хода напряжение должно изменяться линейно во времени. Наиболее часто ГЛИН используются в качестве генераторов развертки луча по горизонтали в электронно-лучевых трубках осциллографов.

Выходной сигнал в ГЛИН обычно формируется на конденсаторе С2, напряжение на котором связано с током соотношением

.

Линейно изменяющееся напряжение можно получить при заряде конденсатора постоянным током (рис. 20.5, а). Стабилизатор тока выполнен на транзисторе VT2 и стабилитроне VD1. В эмиттерной цепи транзистора течет ток I_Э = (U_ст – U_ЭБ) / R3, который практически повторяется в коллекторной цепи I_К =  I_Э.

В течение рабочего хода напряжение на конденсаторе изменяется по закону (рис. 20.5, б) U_вых = (I_К / C2 ) t. Транзистор VT1, выполняющий роль разрядного ключа, закрыт.

При поступлении входного импульса транзистор VT1 открывается и конденсатор практически полностью разряжается через открытый транзистор. По окончании входного импульса VT1 закрывается, и вновь начинается заряд конденсатора постоянным током.

20.4. Генераторы импульсов на операционных усилителях

Г енераторы импульсных сигналов часто выполняют на операционных усилителях. В автоколебательном мультивибраторе (рис. 20.6, а) ОУ с цепью ПОС за счет резисторов R1, R2 используется как компаратор, переключающий выходное напряжение с уровня +E к –E и наоборот всякий раз, когда напряжение на конденсаторе C, подключенном к инвертирующему входу ОУ, достигает порогов и . Напряжение на конденсаторе изменяется по экспоненте с постоянной времени  = RC (рис. 20.6, б).

Частота генерируемых колебаний равна

.

Для перевода мультивибратора в ждущий режим (рис.20.7) времязадающий конденсатор зашунтирован диодом. В исходном устойчивом состоянии U_вых = –Е, конденсатор разряжен, напряжение на неинвертирующем входе ОУ равно . При подаче запускающего импульса одновибратор переходит в квазиустойчивое состояние, в течение которого конденсатор с постоянной времени  = RC заряжается до порогового значения , после чего формирование импульса заканчивается, а напряжение на конденсаторе спадает до нуля.

Д лительность формируемого на выходе импульса определяется соотношением .

Генератор напряжений прямоугольной и треугольной формы приведен на рис. 20.8, а. Операционный усилитель DA1 работает как компаратор, переключаясь с +Е к –Е всякий раз, когда напряжение на неинвертирующем входе, изменяющееся за счет работы интегратора DA2, переходит нулевое значение.

П ри отрицательном напряжении на выходе DA1 (U_вых1 = –Е) напряжение на выходе интегратора линейно нарастает со скоростью E/. Когда выполняется условие U_вых2 / R2 = U_вых1 / R1, т.е. при U_вых2 = E / 2, схема переключается в другое состояние и напряжение на выходе интегратора с той же скоростью изменяется в противоположном направлении до (–E / 2) (рис. 20.8, б).

Из условия получаем соотношение для оценки периода генерируемых колебаний .

20.5. Генераторы импульсов на специализированных микросхемах

Интегральный таймер – многофункциональная микросхема, используемая в качестве активного элемента при построении импульсных устройств, задающих требуемые временные интервалы. В него входят как элементы аналоговой схемотехники (резистивные делители, компараторы, отдельные транзисторы), так и элементы цифровой схемотехники (триггеры, инверторы).

О сновными элементами микросхемы таймера (рис. 20.9) КР1006ВИ1 (зарубежный аналог – NE555) являются:

1. компаратор А1, срабатывающий, когда напряжение на его неинвертирующем входе превысит значение U₂ = 2 E / 3;

2. компаратор А2, срабатывающий, когда напряжение на его инвертирующем входе станет меньше U₁ = E / 3;

3. RS-триггер, управляющий состоянием разрядного транзистора VT1;

4. выходной инвертирующий усилитель мощности, обеспечивающий втекающий и вытекающий токи до 200 мА. Его выходное сопротивление – около 10 Ом как для низкого (U_вых  0,1 В), так и для высокого (U_вых  E – 0,5 В) уровней выходного напряжения;

5. цепь блокировки, включающая транзистор VT2 и источник опорного напряжения U_оп = 1 В. При подаче на вход блокировки уровня логического нуля (U < 0,4 В) транзистор VT2 открывается и обеспечивает открытое состояние VT1 и низкий уровень U_вых независимо от логических уровней на входах RS-триггера. При высоком уровне на выводе 4 транзистор VT2 закрыт. Если блокировка не нужна – вывод 4 соединяется с шиной напряжения +E, которое должно лежать в пределах 5 16 В;

6. резистивный делитель, задающий уровни U₁ и U₂. Вывод 5 этого делителя рекомендуется шунтировать конденсатором емкостью 0,01 мкФ, чтобы избежать влияния внешних помех и пульсаций напряжения питания на точность работы таймера.

Временные интервалы задают внешние цепи, содержащие конденсаторы и резисторы. Формируемые временные интервалы слабо зависят от изменений напряжения источника питания и температуры. Время нарастания выходного напряжения не превышает 100 нс. Емкость конденсатора рекомендуется выбирать не менее 100 пФ, сопротивление резисторов – от 1 кОм до 10 МОм.

Б азовая схема мультивибратора на таймере и его временные диаграммы приведены на рис. 20.10. Времязадающий конденсатор С заряжается через последовательно соединенные резисторы R1 и R2 до уровня U₂, после чего срабатывает компаратор A1 и RS-триггер включает разрядный транзистор VT1. Конденсатор С разряжается через резистор R₂ до уровня U₁, вызывая срабатывание компаратора А2 и выключение разрядного транзистора VT1. Процессы заряда и разряда конденсатора периодически повторяются. При этом на выходе формируются импульсы с временными интервалами t₁  0,7 C (R1+R2) и t₂  0,7 C R2.

Базовая схема одновибратора на таймере приведена на рис. 20.11. При высоком уровне входного напряжения (U_вх > U₁) RS-триггер удерживает разрядный транзистор VT1 насыщенным, и напряжение на времязадающем конденсаторе С и на выходе схемы близко к нулю. По срезу входного запускающего сигнала компаратор А1 переключает RS-триггер, транзистор VT1 закрывается, и начинается заряд C через R до напряжения U₂, после чего срабатывает компаратор А1 и конденсатор разряжается, а схема возвращается в исходное состояние. На выходе формируется одиночный импульс высокого уровня длительностью t_и  1,1 RC.

П рименение таймера в схеме преобразователя напряжения в частоту показано на рис. 20.12. Таймер работает в режиме автоколебательного мультивибратора. Конденсатор C линейно заряжается током I до напряжения U₂ , после чего быстро разряжается через открывающийся разрядный транзистор таймера до уровня U₁ . Период автоколебаний практически определяется временем заряда , а частота .

Операционный усилитель DA1 и транзистор VT1 образуют источник тока, зависящий от входного напряжения U_вх . В нем I₁ ≈ U_вх / Rэ. Отражатель тока (токовое зеркало) на транзисторах VT2, VT3 обеспечивает выполнение равенства I  I₁.

С учетом последнего соотношения частота генерируемых колебаний определяется выражением , т.е. значение выходной частоты в кГц соответствует величине входного напряжения в вольтах. Рабочий диапазон изменения частоты – от 10 Гц до 10 кГц.

Генераторы импульсов, используемые для тактирования работы цифровых устройств, удобно выполнять на логических элементах. При построении генераторов типа мультивибратора используются усилительные свойства инверторов. Для возникновения автоколебаний достаточно вывести инверторы на линейный участок передаточной характеристики и ввести ПОС с помощью одного или двух конденсаторов. Варианты таких мультивибраторов приведены на рис. 20.13.

Ч астота колебаний, формируемых на выходе схемы рис. 20.13, а при использовании инверторов серии К155 и R = 390 Ом, определяется соотношением . Для микросхем ТТЛ емкость конденсатора выбирают от 100 пФ до 1500 пФ, величину сопротивления – от 240 Ом до 470 Ом. Для микросхем КМОП ограничений в сторону больших сопротивлений нет, при этом значение R может составлять десятки мегаом.

В схеме рис. 20.13, б частота автоколебаний стабилизируется кварцевым резонатором. Обычно частота лежит в диапазоне 100 кГц – 10 МГц.

У добно строить мультивибратор на микросхемах триггеров Шмитта (рис. 20.14). Такие микросхемы при плавном изменении входного сигнала обеспечивают скачкообразное изменение выходного. Работают как логические элементы НЕ с зоной гистерезиса. При повышении напряжения на входе выходное напряжение скачком меняется с логической 1 на логический 0 при U_вх  1,65 В. При снижении напряжения на входе обратное изменение выходного напряжения происходит при напряжении на входе 0,85 В. Между этими уровнями и происходит заряд и разряд конденсатора С в схеме мультивибратора. Микросхемы К155ТЛ2 и К555ТЛ2 содержат в одном корпусе шесть триггеров Шмитта.

Для формирования одиночных импульсов заданной длительности удобно использовать специализированные микросхемы одновибраторов, например, К155АГ3. Одновибраторы совместимы по входу и выходу с другими микросхемами ТТЛ. Требуется только подключение внешних времязадающих элементов R и C.

Преимущества микросхем одновибраторов – не только меньшее количество навесных элементов и внешних соединений, но и бóльшая временнáя стабильность выходных импульсов и бóльшие функциональные возможности. Например, при изменении в допустимых пределах температуры окружающей среды и напряжения питания длительность выходных импульсов меняется не более, чем на 5%.

Одновибратор запускается по фронту (рис. 20.15, а) или срезу (рис. 20.15, б) входного импульса.

Величину сопротивления R можно выбирать в пределах 5к  R  50к. Емкость времязадающего конденсатора нелимитирована. При С > 10 нФ длительность выходных импульсов (однократный запуск) определяется соотношением t_и  0,45 RC.

П ри использовании электролитических конденсаторов в хронирующую цепь включают диод (см. рис. 20.13, б).

Микросхема может работать в режиме повторного запуска и допускает прерывание импульса подачей логического 0 на вход R. Суть повторного запуска состоит в том, что если на вход уже возбужденной схемы поступает новый пусковой импульс, то длительность выходного импульса увеличивается на время между первым и последующим запусками. При многократных повторных запусках схема возвращается в исходное устойчивое состояние после последнего импульса на входе спустя отрезок времени, равный t_и.

Для исключения ложных запусков от помех рекомендуется в непосредственной близости от микросхем устанавливать по цепи питания блокировочные керамические конденсаторы емкостью не менее 33 нФ.