Эл-тех / Elektronika_i_skhemotekhnika_Chast_2 / Электроника и схемотехника. Часть 2 / 127-134, правка

135

Наконец, возможно решение нелинейного дифференциального уравнения с переменными коэффициентами методом медленно меняющихся амплитуд.

Итак, что же будет обсуждено в последующих трех главах? Принципы работы, основные соотношения для инженерных расчетов и обширная схемотехника усилителей, умножителей частоты, импульсных устройств и автогенераторов были рассмотрены в главах 19, 20 и 21.

В последующих главах 23, 24 и 25 подробно рассматриваются другие аналоговые устройства электроники, использующие в качестве основы явление органического преобразования спектров сигналов, присущего нелинейным и параметрическим электронным цепям – преобразователи частоты, модуляторы и демодуляторы. При этом будут предлагаться многочисленные варианты их реализации, в том числе и на основе использования параметрических явлений.

Многообразие активных элементов современной электроники дает разработчику аналоговых электронных устройств большие возможности в создании аппаратуры с требуемыми потребительскими качествами. Естественно, при разработке этих устройств следует стремиться к оптимальному варианту, т.е. пытаться обеспечить наилучшие качественные показатели данного устройства, главными из которых являются:

- экономичность, т.е. минимальная потребляемая от источника питания мощность;

- коэффициент полезного действия, т.е. максимальная полезная мощность на фоне потребляемой;

- коэффициент нелинейных искажений, определяющий качество формы сигнала;

- коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения (для выпрямителей);

- наибольшая простота и наивысшая надежность схемотехнической реализации;

- наилучшие эргономические показатели устройства.

Достижение этих качественных показателей требует от разработчика достаточных знаний, позволяющих сделать выбор в пользу того или иного конкретного нелинейного или параметрического элемента, умения выбрать и обеспечить такой режим работы этого элемента, при котором в его выходном токе будут подчеркнуты спектральные составляющие, полезные для данного аналогового устройства, выполнить процедуру собственно спектрального анализа, которая позволит правильно выбрать тип фильтра и сформулировать требования к его параметрам. От решения этих вопросов зависит дальнейшая схемотехническая реализация разрабатываемого устройства.

23. Преобразователи частоты

Преобразование частоты в нелинейных цепях. Суть аналогового процесса преобразования частоты заключается в переносе спектра сигнала, сгруппированного в окрестности высокой частоты f₀ на некоторую достаточно низкую фиксированную частоту f_пр, называемую промежуточной, с помощью источника вспомогательного гармонического напряжения частотой f_г, называемого гетеродином (поэтому процесс преобразования частоты иногда называют гетеродинированием). Преобразователи частоты являются неотъемлемой составной частью любого современного радиоприемника, построенного по супергетеродинной схеме. Частота гетеродина (при частотах сигнала более 1 МГц), как правило, выбирается выше частоты сигнала: f_пр= f_г – f₀ . Упрощенная спектральная картина, поясняющая смысл преобразования частоты, показана на рисунке 23.1.

О бобщенная схема преобразователя частоты (рис. 23.2.) содержит не­линейный элемент (НЭ) и полосовой фильтр (ПФ). К нелинейному элементу приложено двухчастотное воздействие – амплитудно-модулированный сигнал u_с (t) = U_с (t) cos ω₀ t и гармоническое напряжение гетеродина u_г (t) = U_г cos ω_г t . Напряжение смещения U₀ определяет положение рабочей точки на вольт­амперной характери­стике (ВАХ) нелинейного элемента, соответст­вующее наибольшей ве­личине полезной состав­ляющей в выходном токе НЭ.

Зададимся теперь вопросом о том, какие требования надо предъявить к нелинейному элементу исходя из того, чтобы, во-первых, эта полезная составляющая присутствовала в его выходном токе и, во-вторых, она имела наибольшее значение. Иллюстрация (рис. 23.1) показывает, что f_пр является разностью между f_г и f₀ . При степенной аппроксимации ВАХ нелинейного элемента (22.1) и суммарном воздействии u = u_с (t) + u_г (t) составляющие тока разностной частоты возможны лишь за счет слагаемых полинома, начиная с квадратичного. На рис. 23.3 показаны спектральные составляющие выходного тока НЭ при ограничении аппроксимирующего полинома (22.1) лишь квадратичным членом. При этом квадратичное слагаемое тока

i = a₂ u² = a₂ [u_с (t) + u_г (t)]² = a₂ [U_с (t) cos ω₀ t + U_г cos ω_г t]² =

= a₂ [U_с ²(t) cos² ω₀ t + 2 U_с (t) U_г cos ω₀ t cos ω_г t + U_г ² cos² ω_г t] (23.1)

включает, в свою очередь, слагаемое, в котором содержится полезный продукт i_п:

i_п = 2 a₂ u_с (t) u_г (t) = 2 a₂ U_с (t) U_г cos ω₀ t cos ω_г t =

= a₂ U_с (t) U_г [cos (ω_г + ω₀) t + cos (ω_г – ω₀) t] , (23.2)

в котором составляющая тока промежуточной частоты

i_пр = a₂ U_с (t) U_г cos (ω_г – ω₀) t (23.3)

с охраняет структуру спектра исходного сигнала и может быть выделена с помощью полосового фильтра (ПФ) с полосой пропускания ΔF не уже, чем ширина спектра сигнала ΔF_с. Одновременно этот полосовой фильтр должен иметь достаточную избирательность (пунктирная кривая на рис. 23.3) по отношению к соседним спектральным составляющим для обеспечения требуемого качества полезного продукта.

Таким образом, при использовании нелиней­ного элемента в преобра­зователе частоты необхо­димо обеспечить ему ре­жим, при котором будет подчеркнуто квадратичное слагаемое в ап­проксимирующем полиноме. Более того, с целью сни­жения требований к изби­рательности ПФ жела­тельно иметь «чисто» квадратичную ВАХ нелинейного элемента (23.1). Та­ким требованиям удовлетворяют, как известно, начальные участки ВАХ полупроводниковых диодов. Размах суммарного сигнала не может превышать при этом 0,2...0,3 В.

Практические схемы преобразователей частоты с использованием нелинейных элементов. Строго говоря, под преобразователем частоты понимают некоторый блок радиоэлектронного устройства (рис. 23.4), содержащий маломощный гармонический генератор (Г) с фиксированной или перестраиваемой частотой (гетеродин) и смеситель (См). На этом рисунке показана часть структурной схемы радиоприемника. После усиления слабого сигнала от антенны (А) в усилителе высокой частоты (УВЧ) сигнал попадает на вход смесителя (См), выходное напряжение которого усиливается усилителем промежуточной частоты (УПЧ) и поступает на детектор. Подробно структурные схемы радиоприемных устройств будут обсуждены в главе 26.

Различают преобразователи частоты с отдельным и с совмещенным гетеродином. Ниже рассматриваются две схемы смесителей преобразователей частоты с отдельными гетеродинами. На рис. 23.5 приведена схема смесителя на полевом транзисторе с управляющим p-n-переходом и каналом n-типа. Выбор в качестве нелинейного элемента полевого транзистора удобен с практической точки зрения, так как его передаточная вольтамперная характеристика i_с = f (u_зи) близка по форме к квадратичной параболе. На сигнальный вход подается амплитудно-модулированное колебание c несущей частотой f₀ и с шириной спектра 2F_м. К гетеродинному входу приложено гармоническое колебание с частотой f_г .

Режим транзистора VT по постоянному току определяется напряжением источника питания E и сопротивлением резистора R_и, включенного в цепь истока. На этом резисторе за счет протекания через него постоянной составляющей тока стока I_co создается падение напряжения U_ози = I_co R_и. Это напряжение оказывается приложенным между затвором и истоком, так как по постоянному току затвор соединен с землей – общей точкой схемы (сопротивление катушки L_к контура L_к, С_к для постоянного тока практически равно нулю). Равным нулю по постоянному току можно принять и сопротивление катушки связи L_св. Емкость конденсатора С_бл берется такой величины, чтобы ее сопротивление на промежуточной частоте f_пр = f_г – f₀ было много меньше сопротивления резистора R_и с целью устранения отрицательной обратной связи. Индуктивность катушки L_св рассчитывается так, чтобы ее сопротивление на промежуточной частоте также было близко к нулю. В этих условиях напряжение с частотой сигнала и гетеродинное напряжение оказываются приложенными в виде суммы между затвором и истоком VT .

Контур в стоковой цепи, выделяющий полезный сигнал с промежуточной частотой f_пр , должен иметь полосу пропускания Δf не уже ширины спектра принимаемого сигнала Δf ≥ 2 F_м .

Поясним процесс нелинейного взаимодействия двух сигналов с нелинейной ВАХ i_с = f (u_зи) с помощью рис. 23.6. Напряжение гетеродина u_г (t) приложено относительно напряжения смещения U_ози . В пределах квадратичного участка ВАХ крутизна S имеет линейную зависимость от напряжения. При гармоническом характере u_г (t) мгновенная крутизна S(t) также изменяется по гармоническому закону S(t) = S₀ + S_1m cos ω_г t , где S₀ – крутизна ВАХ в исходной рабочей точке, S_1m – амплитуда изменения крутизны. Так как в схеме (рис. 23.5) между затвором и истоком одновременно действует напряжение сигнала u_с (t) = U_с(t) cos ω₀ t , ток стока будет равен:

i_с (t) = S(t) u_с (t) = U_с (t) (S₀ + S_1m cos ω_г t) cos ω₀ t . (23.4)

П ротяженность квадратичного участка ВАХ полевого транзистора может достигать 3-4 В, амплитуда напряжения гетеродина при этом возможна до 1-2 В. Напряжение же сигнала в практике радиоприема имеет порядок единиц микровольт, милливольт. Поэтому любой участок ВАХ для сигнала является линейным и в его спектре не возникает гармоник. При этом условии (23.4) представляется в виде:

i_с (t) = S₀ U_с (t) cos ω₀ t + 0,5 S_1m U_с (t) cos (ω_г + ω₀) t +

+ 0,5 S_1m U_с(t) cos (ω_г – ω₀) t . (23.5)

И з этого выражения видно, что в рассматриваемой схеме достигается требуемый эффект: спектр сигнала переносится на новые несущие частоты ω_г + ω₀ и ω_г – ω₀, так как амплитуда этих составляющих изменяется во времени по такому же закону, что и амплитуда сигнала. На рис. 23.7 поясняется картина преобразования спектров в рассматриваемой схеме смесителя: а – спектр сигнала, б – спектр колебаний гетеродина, в – спектр тока стока транзистора (22.10), включая составляющую гетеродина и ее вторую гармонику при условии малого уровня преобразуемого сигнала.

Спектральная картина, представленная на рис. 23.7, характеризует преобразование частоты, например, на входе радиоприемника, когда уровень сигнала очень мал. В общем случае, если ВАХ смесителя нельзя считать линейной для сигнала, то в спектре тока смесителя появятся комбинационные частоты

f_ком = |± p f_г ± q f₀| , (23.6)

где p и q – целые положительные числа. Наличие этих составляющих спектра может привести к помехам при радиоприеме и ужесточает требования селекции полезной составляющей (пунктир на рис. 23.7).

Смеситель часто характеризуют крутизной преобразования S_пр , под которой понимается отношение амплитуды тока промежуточной частоты I_mпр к амплитуде напряжения сигнала U_mс при фиксированной амплитуде гетеродина

S_пр = I_mпр / U_mс . (23.7)

Согласно (23.5), в рассматриваемом случае крутизна преобразования

S_пр = 0,5 S_1m . (23.8)

Если под действием напряжения гетеродина крутизна ВАХ нелинейного элемента меняется в пределах от S_min до S_max , то при преобразовании по первой гармонике S_пр не превышает (0,3… 0,25) S_max.

Н а рис. 23.8 изображе-на электрическая схема балансного диодного смесителя, применяемого на сверхвысоких частотах (СВЧ). Напряжение сигнала вводится с помощью трансформаторной связи в колебательный контур, настроенный на частоту сигнала. Напряжение гетеродина подведено к средней точке контура, при этом можно считать, что u₁ = u_г + u_с , u₂ = u_г – u_с (см. обозначения на схеме). При ограничении аппроксимирующего полинома (22.1) квадратичным слагаемым, токи i₁ и i₂ через диоды VD₁ и VD₂ –

i₁ = a₀ + a₁ (u_г + u_с ) + a₂ (u_г + u_с )² и

i₂ = a₀ + a₁ (u_г – u_с ) + a₂ (u_г – u_с )² –

протекают через контур, настроенный на частоту f_пр, и образуют разностный ток i = i₁ – i₂ = 2 a₁ u_с + 4 a₂ u_г u_с , второе слагаемое которого содержит полезную составляющую (23.2) промежуточной частоты, создающую напряжение на контуре. Полосовой фильтр, содержащий два настроенных на f_пр контура, выделяет составляющую промежуточной частоты на выходе смесителя.

П реобразователи частоты на основе ИМС ПАС. Наиболее чистый (с точки зрения наименьшего количества побочных спектральных составляющих) результат обеспечит использование ИМС ПАС, позволяющего непосредственно реализовать процедуру (22.2). На рис. 23.9 показана обобщенная схема преобразователя частоты с перемножителем аналоговых сигналов. Согласно (23.2), при этом в спектре выходного тока возникают спектральные составляющие суммарной ω_г + ω₀ и разностной частот ω_г – ω₀ , вторая из которых может быть выделена полосовым фильтром (ПФ) в случае преобразователя частоты.

На рис. 23.10 в качестве примера показана электрическая схема широкополосного смесителя на ИМС К140МА1. Наибольшая частота по входам устройства не превышает 1 МГц. Колебательный контур LС настраивается на промежуточную частоту. Применение ИМС ПАС обеспечивает глубокую развязку между цепями сигнала и гетеродина. Следует отметить, что требование к точности перемножения в случае использования ПАС в качестве смесителя существенно снижаются.

И МС ПАС 526ПС1 может быть использован для перемножения широкополосных сигналов в диапазоне частот до 80 МГц, однако точное перемножение он обеспечивает только при малых сигналах.

Параметрическое преобразование частоты. Преобразование частоты можно осуществить также путем изменения реактивного параметра электрической цепи, например, емкости. Такие преобразования называются параметрическими. Подавая гетеродинное напряжение на нелинейную емкость (рис. 23.11), например, варикап, можно добиться того, чтобы она изменялась в такт с частотой гетеродинного напряжения:

C(t) = C₀ + C_1m cos ω_г t , (23.9)

где C₀ – среднее значение нелинейной емкости, C_1m – амплитуда изменения емкости. В (23.9) для простоты не учитываются гармоники гетеродина. По аналогии с (23.8) обозначим

С_пр = C_1m / 2. (23.10)